一種新型的移相式全橋軟開關變換器

徐向華，張加勝，郝秀杰

（中國石油大學（華東）信息與控制工程學院，山東青島266580）

一種新型的移相式全橋軟開關變換器

徐向華，張加勝，郝秀杰

（中國石油大學（華東）信息與控制工程學院，山東青島266580）

為了簡化移相式全橋零電壓零電流軟開關（ZVZCS）變換器輔助電路的結構和控制，提出了一種新型的無源次級鉗位軟開關拓撲結構。新拓撲的輔助電路結構簡單，無耗能元件，無需附加控制，性能優越，能在較寬負載范圍內實現超前橋臂的ZVS和滯后橋臂的ZCS，有效地提高了變換器效率。給出了拓撲結構，詳細分析了其軟開關實現原理，并制作了樣機，實驗結果驗證了新拓撲的正確性和可行性。

移相；全橋；零電壓；零電流；無源次級鉗位

1 引言

目前軟開關技術［1］提高了變換器工作頻率，減小了體積，降低了開關損耗，解決了硬開關引起的EMI等問題，進而被廣泛用于中、大功率移相式全橋零電壓零電流軟開關（ZVZCS）變換器［2-13］中。

現有的該類變換器，采用添加輔助電路實現滯后橋臂的ZCS，取得了較好的效果，文獻［5］利用輔助變壓器和相應電路組成的有源次級鉗位電路，稍顯復雜，成本較高，而文獻［6］采用的有源次級鉗位電路，大大簡化了輔助電路，有源開關管也工作在軟開關狀態，但仍需額外增加控制電路，重載時驅動電路的損耗［7］不應忽視。文獻［8-9］利用輸出耦合電感組成的輔助電路，重載時磁芯損耗較嚴重，而耦合電感的設計較困難。文獻［10］通過變壓器輔助繞組和整流管給次級鉗位電容充電，輔助繞組增大了變壓器體積和容量，輕載時實現滯后橋臂ZCS較困難。文獻［11-12］由多個二極管和電容組成無源次級鉗位電路，整流二極管電壓應力較大，元件多，結構復雜。文獻［13］采用次級倍流整流電路，結構簡單，效果好，但需要2個輸出電感交替工作，使單個電感利用率降低了一半。

本文提出了一種新型無源次級鉗位軟開關拓撲結構，輔助電路由2只二極管和1個鉗位電容組成，能自適應電路工作情況實現超前橋臂的ZVS和滯后橋臂的ZCS，電路結構簡單，無耗能元件，無需附加控制，二極管完全處于自然導通關斷狀態。新拓撲的正確性和可行性已通過樣機驗證。

2 變換器工作原理分析

圖1為所提出的新型無源次級鉗位移相式全橋零電壓零電流軟開關變換器，在原邊向副邊傳遞能量階段，DL處于反向截止狀態，鉗位電容Cc通過輸出濾波電感Lf和二極管DC充電。在原邊續流階段，DL自然導通，并在DC的共同作用下將輸出濾波電感Lf短路，輸出濾波電壓Uo全部降落在變壓器副邊，并全部折射到原邊漏感Llk兩端，快速將原邊電流復位。

圖1 新型變換器拓撲Fig.1 Novel converter topology

為了便于分析：定義Q1，Q2為超前橋臂，Q3，Q4為滯后橋臂，C1，C2為超前橋臂并聯電容，變壓器變比 n=N1∶N21=N1∶N22，Uab為變壓器原邊電壓，Uco為變壓器副邊電壓，Urec為副邊整流電壓；假設輸出濾波電感Lf足夠大，可視為恒流源Io，輸出濾波電容Co足夠大，可視為恒壓源Uo；變換器半周期內分為7個工作模式，對應工作波形如圖2所示，假設變換器已經穩定工作。

圖2 變換器工作波形Fig.2 Operation waveforms of the proposed converter

模式 1［t0—t1］：t0時刻之前，開關管 Q1已導通，變壓器原邊電流已復位，二極管DC和DL處于導通狀態，Lf處于短路狀態。t0時刻導通Q4之后，輸入電壓Uin全部作用在變壓器原邊，即Uab=Uin，由于漏感Llk的作用，原邊電流ip不能突變，因此可認為Q4為零電流導通。之后ip按一定斜率開始上升，即：

同時DL與D6開始換流，iDL開始下降，即：

在此過程中，由于ip的上升和iDL的下降，使UCc緩慢上升至Cc峰值（若Cc容量足夠大，可認為UCc為恒定值Uo），又因為此時Uco＜Uin/n，副邊Uco被Cc鉗位并跟隨 UCc變化，即 Uco=Urec=UCc。

模式2［t1—t2］：t1時刻原邊電流ip到達峰值，iDL減小到零，DL與D6換流結束，DL在零電流狀態下自然關斷，Lf退出短路狀態，Cc退出鉗位狀態，并通過Lf和二極管DC繼續充電。在此過程中變換器開始處于原邊向副邊完全能量傳遞階段，即Uco=Urec=Uin/n，代入式（1）可得原邊電流峰值：

模式3［t2—t3］：t2時刻給Q1關斷信號，由于與其并聯的電容C1電壓不能突變，可認為Q1為零電壓關斷。之后，輸出濾波電感Lf折射到原邊作為恒流源參與Llk與C1和C2的諧振。由于此階段很短且Lf足夠大，可認為ip=Io/n恒定不變，ip從Q1支路中轉移到C1和C2支路中，C2開始放電，C1開始充電，期間電荷轉移量：

根據式（4）可得Uab的變化量：

根據式（5）可得：

由于Uab的下降，導致副邊電壓Uco以及副邊整流電壓Urec以Uab/n的速率變化，整個過程一直持續到Urec降到UCc為止。

模式4［t3—t4］：t3時刻，Urec下降到UCc，二極管DL零電壓狀態下自然導通，與D6開始第2次換流，Lf被短路，變壓器副邊再次被Cc鉗位，即Uco=Urec=UCc，由于原邊與副邊的電壓差作用在漏感Llk上，ip按式（7）開始下降：

iDL按式（2）開始上升。由于ip的下降和iDL的上升，Cc開始提供部分負載電流，使Cc的電壓UCc迅速降至其谷值，由于此階段很短ip變化不大，Uab仍按照式（6）速率繼續下降至零。

模式 5［t4—t5］：t4時刻，Uab下降至零，C2被完全放電，二極管D2在零電壓狀態下自然導通，在此階段任意時刻給Q2導通信號就是Q2的零電壓導通。D2導通后，Uab=0，變壓器的副邊鉗位電壓UCc折射到原邊全部作用在漏感Llk上，假設Cc容量足夠大，Uco=Urec=UCc≈Uo，原邊電流ip由D2和 Q4構成回路續流，并開始迅速下降，即：

iDL繼續按式（2）上升。此過程中只要Cc的電壓低于Co的電壓，DC便在零電壓狀態下自動導通。

模式 6［t5—t6］：t5時刻ip下降至零，iDL到達峰值，原邊電流被完全復位，D6在零電流狀態下自然關斷，與DL第2次換流結束，Uab=Uco=0，之后在整個過程中，DL完全續流，Urec=UCc，Cc提供全部的負載電流。

模式7［t6—t7］：t6時刻給Q4關斷信號，由于原邊電流ip已經完全復位，Q4關斷就是Q4零電流關斷。t7時刻，變換器開始進入下半個周期工作模式。

3 軟開關條件

3.1 超前橋臂的ZVS

由于IGBT的結電容很小，為了減少關斷損耗，在實現其零電壓導通前提下結電容應盡量大，所以選擇并聯外接電容C1和C2。在t2—t4時間內，最小負載時，要保證輸出電感Lf和漏感Llk參加原邊諧振時有足夠的能量使C1和C2完全充放電，同時應該保證上下橋臂死區時間td不小于Uab的下降時間t4-2。所以在忽略變壓器匝間電容情況下，td和Iomin應滿足下式：

3.2 滯后橋臂的ZCS

由于變壓器副邊采用無源鉗位，減少了副邊輸出占空比丟失［14］，并抑制了副邊電壓過沖，提高了系統效率。為了使鉗位電壓穩定，要求鉗位電容Cc應盡量大，但是實際上輸出濾波電容Co也參與了原邊電流復位，Co值已經足夠大，并且考慮輔助回路環流不能過大，所以實際應用中Cc不用很大。假設Cc足夠大，副邊鉗位時Uco=Urec=UCc≈Uo，為保證原邊電流的完全復位，副邊輸出最大占空比應滿足：

4 實驗結果

在實驗室內采用新拓撲試制了一臺樣機，參數為：輸入電壓Uin=530 V，輸出電壓Uo=50 V，額定輸出功率P=0.8 kW，工作頻率f=20 kHz，死區時間td=1 μs，IGBT并聯電容C1=1 nF，C2=1 nF，變壓器匝比n=6.6，變壓器漏感Llk=4.7 μH，鉗位電容Cc=1 μF，輸出濾波電感Lf=346μH，輸出濾波電容Co=1000μF。其中主開關管IGBT型號采用FGA25N120AND，二極管D5，D6，DC，DL型號采用S30L60，輸入電壓Uin由三相交流經二極管整流獲得。

在50%負載情況下進行電壓電流波形采樣。圖3為軟開關波形，其中圖3a和圖3b分別為超前橋臂Q2的零電壓導通和零電壓關斷的UGE和UCE波形，圖3c和圖3d分別為滯后橋臂Q4的零電流導通和零電流關斷的UCE和iQ4波形?？梢钥闯?，兩個橋臂都工作在軟開關狀態。圖4為次級鉗位波形，其中圖4a為Uco和iQ4波形；圖4b為Uco和Urec波形；圖4c為Uco和iDL波形?？梢钥闯?，在原邊電流上升階段和下降階段次級輸出電壓Uco有2個明顯的臺階，此時二極管DL處于導通狀態，說明了在這2個階段Uco處于被Cc鉗位狀態，Cc對原邊電流復位起了關鍵性作用，這和理論分析相吻合，很好地驗證了新拓撲的正確性和可行性。

圖3 軟開關波形Fig.3 Soft switching waveforms

圖4 次級鉗位波形Fig.4 Secondary clamp waveforms

圖5為根據不同負載所繪制的樣機效率曲線，從圖5中可以看出在較寬負載范圍內樣機效率大于85%，當接近滿載時效率能保持在90%以上，說明新拓撲具有明顯的實際意義。

圖5 效率曲線Fig.5 Efficiency curve

5 結論

本文提出的變換器新拓撲，采用移相控制，超前橋臂在較寬負載范圍內屬于零電壓導通和零電流導通，可認為導通損耗基本為零，由于其并聯電容的作用，其關斷雖然可認為零電壓關斷，但非零電流關斷，所以還存在微弱的關斷損耗。滯后橋臂在全負載范圍內屬于零電流導通和零電流關斷，所以導通損耗和關斷損耗基本為零。輔助回路中二極管都工作在自然通斷狀態，所以不存在硬開關的損耗，只存在微弱的通態損耗。與有源鉗位相比，不存在有源管的驅動損耗問題。

另外，輔助電路由于鉗位作用減少了副邊輸出占空比丟失，抑制了副邊的電壓過沖，電路簡易可靠，輔助二極管與副邊整流二極管相比，電壓應力小，電流應力處于同一級別，鉗位電容Cc能自適應電路工作模式，將變壓器副邊電壓進行鉗位實現滯后橋臂的ZCS。

綜上，新型的變換器拓撲既提高了變換器的效率，又簡化了輔助電路的結構和控制，適用于對數字化開關電源要求較高的場合。

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Novel Phase-shift Full-bridge Soft Switching Converter

XU Xiang-hua，ZHANG Jia-sheng，HAO Xiu-jie
（College of Information and Control Engineering，China University of Petroleum，Qingdao 266580，Shandong，China）

In order to simplify the structure and control of auxiliary circuit of phase-shift full bridge zero voltage zero current soft switching（ZVZCS）converter，a new type of secondary passive clamping soft switching topology was proposed.The auxiliary circuit of the new topology which improves the efficiency of the converter effectively，is simple in structure，has no energy consumption components，requires no additional control，possesses superior performance and is capable of achieving ZVS of leading-leg and ZCS of lagging-leg adaptively in a wide range of load.The topology was given，soft switching principle was analyzed in detail，prototype has been built and the experimental result verifies the correctness and feasibility of the new topology.

phase-shift；full bridge；zero voltage；zero current；secondary passive clamp

TM921

A

2013-09-18

修改稿日期：2014-02-02

山東省科技發展計劃項目（2010GGX10714，2013GSF11607）

徐向華（1986-），男，在讀碩士研究生，Email：hua_upc@126.com