微波大功率變脈沖放大器的研制

田 超，張健霖，陳衛東，王東進

(中國科學技術大學 中國科學院電磁空間信息重點實驗室， 合肥 230027)

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微波大功率變脈沖放大器的研制

田 超，張健霖，陳衛東，王東進

(中國科學技術大學 中國科學院電磁空間信息重點實驗室， 合肥 230027)

針對基于懸浮平臺微波凝視關聯成像系統對變脈沖寬度和大峰值功率的需求，研制了一款X波段變脈沖固態功率放大器。描述該放大器組件中高速漏極調制及保護電路和射頻開關的實現方案，分析大功率高速漏極調制電路輸出電壓脈沖的影響因素，優化調制電路的負載設計，并解決功放輸出射頻脈沖的包絡凹陷問題。經試驗驗證：研制的功率放大器具有散熱性好，穩定工作時間長，最窄脈寬20 ns，上升下降沿均小于3 ns，峰值功率大于40 W的射頻脈沖輸出等特點；其漏極調制電路輸出24 V電壓脈沖，上升沿小于20 ns，下降沿約60 ns。

變脈沖功率放大器；高速漏極調制；射頻開關；功率合成

0 引 言

微波凝視關聯成像[1-3]是指利用位于靜止平臺的雷達對固定區域進行成像，通過構造時空兩維隨機輻射場，繼而獲得更多的對觀測區域目標信息的觀測樣本，聯合接收回波與演算所得的輻射場做關聯處理，實現波束內的目標分辨。微波凝視關聯成像可以實現對特定區域的連續凝視觀測和成像，在戰場監視、災情檢測、軍事預警等諸多領域將發揮重要作用。

基于懸浮平臺的微波凝視關聯成像是微波凝視關聯成像技術的典型應用場景，由于高空風速是地面風速的幾倍，懸浮平臺穩定時間有限。成像過程中為了獲取足夠的觀測樣本，同時，保證平臺不能有較大的位移和旋轉，可以采用窄脈沖、短周期的工作方式。窄脈沖的工作方式還能實現復雜目標場景的分條帶成像，減小系統運算的負荷，提高成像速度。此外，為了提高接收信號的信噪比，確保成像質量，要求發射機有較大的輸出功率。因此，大功率窄脈沖放大器對基于懸浮平臺的凝視關聯成像系統非常關鍵。

本文研究設計微波大功率變脈沖放大器，保證系統在惡劣情況下的最窄輸出脈沖需求，也可在良好環境下增長信號脈寬，提高了系統的靈活性與適應性。

1 微波變脈沖功率放大器設計

1.1 系統設計

依據基于懸浮平臺微波凝視關聯成像系統的計算分析結果，微波大功率變脈沖放大器指標要求如表1所示。

表1 放大器指標要求

本文脈寬20 ns、峰值功率大于40 W高質量射頻脈沖對電路的響應速度有較高要求，是設計的一個難點。

X波段40 W變脈沖功率放大器的系統設計[4-5]如圖1所示。組件主要分為射頻開關和微波放大鏈路兩個部分，前者產生射頻脈沖，后者保證系統輸出的峰值功率。選用的末級脈沖放大芯片輸出功率可達48 dBm，小信號增益13 dB?？紤]到成本和禁運的因素，選用驅動放大器芯片輸出功率32 dBm，小信號增益大于17 dB，需四路進行功率合成推動末級功放。所有的放大器芯片設計在同一塊印制電路板上，使用微帶連接，減小了轉接頭的插損，并防止其將功率反射對前級電路帶來不良影響。

圖1 X波段40 W窄脈沖功率放大器組件系統設計

機械結構設計方面，射頻腔體被分割為多個小空間，將各射頻模塊之間用金屬壁隔離開來，防止敏感高頻電路之間相互干擾。射頻腔體的底板設計為散熱片形式，其良好的散熱性能保證了放大器芯片的工作性能。在熱量分布較小的區域設計腔體放置低頻電路板，將28 V直流電壓轉換為各模塊需要的電壓值，對輸入的LVTTL脈沖控制信號進行處理，完成脈沖調制和各放大芯片上下電保護。

放大器采用漏極調制方式[6]，射頻開關的控制脈沖信號LVTTL-a與放大鏈路的控制脈沖信號LVTTL-b的時序關系如圖2所示[7]，保證了功放漏極電壓脈沖與微波信號嵌套同步。改變LVTTL-a信號脈寬可實現放大器的輸出脈沖寬度可調，與此同時需要調節LVTTL-b信號來改變漏極電壓脈寬，大功率的高速漏極調制電路及其輸出電壓脈沖波形的優化設計是本文的另一難點。

圖2 射頻開關與微波放大鏈的控制信號時序關系

1.2 高速漏極調制及保護電路設計

高速漏極調制及保護電路輸出上升下降沿陡峭的漏極電壓脈沖，實現漏極電流的迅速開通與關斷，大大減小了組件功耗，提高了效率，降低了功放散熱的需求。此外，該電路需保證功放安全工作，提高系統的穩定性。本文設計高速漏極調制電路需要輸出24 V電壓脈沖，能迅速開通與關斷大于6 A的工作電流。

1)高速漏極調制及保護電路設計

為了使功放安全工作，必須保證先加負電、后加正電的加電順序及先下正電、后斷負電的下電順序。本文設計的高速漏極調制及保護電路原理圖如圖3所示，光耦實現了將負柵壓轉換為VCC1的輸出，當負電穩定且LVTTL-b輸入高電平時，與門芯片輸出高電平超出驅動NMOS管的門限電壓，其漏極和源極導通，R4兩端壓差增大，使得開關PMOS管的源極和柵極之間的壓差增大而導通，輸出端有漏極電壓輸出；當負柵壓不存在或者LVTTL-b輸入為低時，輸出端沒有電壓輸出。此外，LVTTL-b輸入端加下拉電阻R5，保證該輸入懸空時與門1端口輸入為低，無漏極電壓輸出，增加了功放使用的安全性。

圖3 高速脈沖調制及保護電路原理圖

為了提高電路的響應速度，選擇高速的驅動NMOS管和開關PMOS管。PMOS管的柵極和N型襯底之間形成電容，容值為C0，PMOS管導通建立導電溝道的過程中，經R3對柵極充入負電荷，等效RC電路的時間常數τ=C0R3，R3越小充電時間越短，因此R3的取值對輸出脈沖電壓的上升沿有很大影響；PMOS管截止時，導電溝道消失，柵極通過R4放電，R4越小放電速度越快，對輸出脈沖電壓的下降沿有很大影響。選擇小阻值的R3與R4可減小漏極脈沖電壓的上升與下降時間，但會導致組件功耗增加，PMOS管導通期間源極電壓下降加劇，且對電阻的耐受功率及散熱提出更高的要求。因此，R3與R4阻值的選取需綜合以上因素。此外，C1選用X7R陶瓷電容，保證PMOS管導通時的放電速率，減小漏極電壓脈沖上升沿的寬度；C2和C3為大容量的存儲電容，維持PMOS管導通放電時的漏極電壓值基本不變。

2)高速漏極調制電路輸出電壓脈沖優化設計

脈沖調制電路輸出電壓脈沖應具有快速的上升沿和下降沿，并保持脈沖內電壓平穩，否則影響功放的工作狀態。PMOS開關管輸出端的負載電路設計對電壓脈沖有重要影響，圖4給出了一種負載電路不合理設計情況下功放工作時PMOS管輸出的漏極電壓波形，脈沖前沿(A段)出現過沖振蕩現象，而脈沖后沿(D段)下降緩慢。

圖4 PMOS開關輸出端負載電路不合理時的漏極電壓脈沖

當PMOS管導通時，功放漏極供電的簡化模型如圖5所示，其中，La為PMOS管輸出端至負載間導線的等效電感，C為負載端并聯電容(為放大芯片漏極端退耦電容)，R為負載的等效電阻，U0為負載工作的建議漏極電壓，u為負載兩端電壓。

圖5 PMOS管導通時的等效電路模型

根據以上電路圖建立方程

(1)

u=U0+eαt(a1cosβt+a2sinβt)

(2)

u=U0+a3ek1t+a4ek2t

(3)

當PMOS管截止時，建立輸出電路的模型，如圖6所示。其中，Lb為負載并聯電容與負載間導線的等效電感，u為負載端的電壓波形。

圖6 開關斷開后輸出電路的模型

根據圖6電路模型建立如下方程

(4)

(1)當CR2>4Lb時

式(4)解形式為

(5)

(2)當CR2<4Lb時

(6)

1.3 變脈沖放大器設計

本文對微波大功率變脈沖放大器進行研究設計，窄脈沖實現是本文的一個難點。射頻脈沖由前端射頻開關產生，微波放大鏈路的主要功能是將脈沖信號放大，實現大功率變脈沖輸出，放大的過程中需要保持信號脈沖包絡的形狀。

1)射頻開關設計

功放輸入小功率的連續波信號，經射頻開關后得到最窄寬度20 ns的脈沖調制信號。因此，射頻開關是產生變脈沖的關鍵。設計射頻開關結構如圖7所示。

圖7 射頻開關原理結構

射頻開關包括開關、高通濾波、開關驅動電路和驅動電路電源四部分。使用開關芯片為GaAs單刀雙擲開關，需要兩個高低電平互補的-5 V(高)和0 V(低)邏輯電平控制，其插入損耗典型值是1.9 dB，隔離度典型值是38 dB，上升/下降時間trise/tfall典型值小于3 ns。

為了增加射頻開關關斷時的隔離度，提高輸出脈沖信號的信噪比，將兩個開關芯片級聯；射頻開關設計成吸收式，避免了開關關斷時射頻輸入信號的反射影響前級電路的工作性能。高通濾波能夠有效濾除射頻開關輸出脈沖的低頻分量，提高脈沖的質量，本文使用的濾波器通帶為7.9 GHz～11.0 GHz，濾波前后的脈沖波形分別如圖8a)和圖8b)所示。

圖8 濾波前后的波形對比

2)變脈沖微波放大鏈設計

變脈沖微波放大鏈應具有足夠快的響應速度，保持脈沖信號功率放大前后包絡形狀的一致。

目前多數大功率脈沖放大器芯片具有大的信號驅動電流和小靜態電流，本文使用的末級脈沖放大芯片的靜態漏極電流IDQ=2.4 A，但信號驅動漏極電流ID_Drive=6.36 A。因此，射頻脈沖輸入功放時，漏極電流會迅速增加，但電流變化率有限，2.4 A～6.36 A需要一定的時間，這段時間內提供給放大器芯片的直流功率不足，導致功放輸出射頻脈沖的包絡凹陷，如圖9所示。此外，放大器漏極電流變化的過程中，電路中的等效電感和電容及負載組成的回路振蕩起來，漏極端電壓出現波動，電流穩定后電壓波形恢復穩定，此現象如圖4中的B段(對應射頻脈沖上升沿)和C段(對應射頻脈沖下降沿)所示。

圖9 功放輸出脈沖包絡凹陷現象

為了克服功放輸出脈沖包絡凹陷及輸入射頻脈沖時漏極電壓波動問題，首先，在不損壞放大器芯片的前提下，減小負柵壓絕對值，增大靜態漏極電流IDQ，縮小信號驅動電流與靜態電流之間的差值(ID_Drive-IDQ)，可大大減小射頻脈沖輸入時放大器芯片漏極電流穩定所需時間，并且減緩漏極電壓波形的波動；其次，將PMOS開關管緊鄰放大器芯片漏極管腳，設計時將末級功放芯片漏極管腳與PMOS開關管分置腔底兩側，使用銅柱穿過腔底連接，減小開關管至放大器漏極之間導線的等效電感，有效提高了射頻脈沖輸入時放大器漏極電流的變化速率，對射頻脈沖包絡凹陷和漏極電壓波動問題進一步改善；最后，選用的末級放大器芯片輸出的最大功率達48 dBm，而46 dBm功率即可滿足系統的需求，降額使用可減小信號驅動電流ID_Drive，對脈沖包絡凹陷問題也有所改善。

2 功放組件的測試

2.1 功放組件實物

所研制的變脈沖功率放大器實物如圖10所示，各射頻模塊使用金屬壁隔離，為改善性能可在腔壁貼吸波材料[8]。

圖10 功放組件實物圖

2.2 功放組件測試

變脈沖功率放大器的測試方案如圖11所示。依據圖11的測試方案搭建測試平臺，信號源輸出9 GHz～10 GHz頻率范圍內的連續波信號，測得如下結果：(1)末級功放的漏極電壓脈沖(即高速漏極調制電路輸出電壓脈沖)如圖12所示，其上升沿小于20 ns，下降沿約60 ns；(2)變脈沖功率放大器輸出的20 ns射頻脈沖(已衰減)如圖13所示，其上升下降沿均小于3 ns；(3)使用功率計測量功放輸出脈沖信號的平均功率，根據占空比求得變脈沖功率放大器的峰值功率，如圖14所示。在功放的工作頻帶內，輸出峰值功率大于40 W(46 dBm)，測試結果完全滿足設計指標。

圖11 功率放大器峰值功率及輸出脈沖測試方案

圖12 末級放大器漏極電壓脈沖測量

圖13 20 ns射頻脈沖輸出

圖14 變脈沖功率放大器的峰值功率

4 結束語

本文研制了X波段40 W變脈沖功率放大器，輸出射頻脈沖最小脈寬20 ns。功率放大器主要包括射頻開關和微波放大鏈路兩個部分，射頻開關部分采用兩級開關芯片級聯，具有較高的隔離度，其輸出脈沖上升下降沿均小于3 ns；微波放大鏈使用四路32 dBm放大芯片功率合成的方式推動末級48 dBm放大器，保持了脈沖信號功率放大前后包絡形狀的一致；高速漏極調制及保護電路保證了功放使用的安全性，其輸出漏極24 V脈沖電壓上升沿小于20 ns，下降沿約60 ns。經測試，該放大器的各項指標均滿足系統要求。目前，該組件已應用于基于系留氣球懸浮平臺的凝視關聯成像實驗系統，工作穩定，性能良好。

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田 超 男，1989年生，博士研究生。研究方向為雷達成像、射頻電路設計。

張健霖 男，1991年生，博士研究生。研究方向為雷達成像、雷達信號處理。

陳衛東 男，1968年生，教授。研究方向為雷達信號處理、微波毫米波技術。

王東進 男，1955年生，教授。研究方向為微波與毫米波技術及其在精確制導、通信系統、雷達系統等領域中的應用。

A Study and Design of Microwave High Power Amplifier with Variable Pulse Width

TIAN Chao，ZHANG Jianlin，CHEN Weidong，WANG Dongjin

(Key Laboratory of Electromagnetic Space Information of CAS, USTC, Hefei 230027, China)

With the demand of variable pulse width and high peak power by the microwave staring correlated imaging system of suspended platform, an X-band variable pulse width solid-state power amplifier is designed in this paper. The implementation schemes of the high-speed drain modulation, protection circuit and the radio frequency (RF) switch are described. Then the factors affecting the voltage pulse of the high power and high-speed drain modulation circuit are analyzed and the load of the drain modulation circuit is optimized. In addition, solutions are put forward for the problem that the envelope of the output RF pulse of the amplifier sags. Experiments demonstrate that the developed power amplifier can work stably for a long time and the most narrow output pulse width is 20 ns with more than 40 W peak power, and less than 3 ns rising and falling time. The rising time of the 24 V voltage pulse of the drain modulation circuit is less than 20 ns, and the falling edge is about 60 ns.

variable pulse width power amplifier; high speed drain modulation; radio frequency switch; power combination

10.16592/ j.cnki.1004-7859.2016.12.016

國家863計劃資助課題(2013AA122903)

田超 Email：chaolms@mail.ustc.edu.cn

2016-09-12

2016-11-15

TN957

A

1004-7859(2016)12-0078-05