一種基于2SD106AI驅動的D類功率放大器?

金 炎 許則富

（昆明船舶設備研究試驗中心 昆明 650051）

一種基于2SD106AI驅動的D類功率放大器?

金 炎 許則富

（昆明船舶設備研究試驗中心 昆明 650051）

D類放大器的高效特性，使其成為便攜式和大功率應用的理想選擇。文中簡要分析了D類放大器的工作原理和特點，介紹了以驅動模塊2SD106AI為核心的驅動電路，并將其應用到D類功率放大器，該功率放大電路輸出能力強，可靠性高，可應用于高電壓或大功率場合。

D類功放；2SD106AI

ClassNum ber TN433

1 引言

傳統的A類或AB類模擬功率放大器雖然保真度很高，但這類功率放大器的放大器件均工作在線性放大區域，其偏置元件和輸出晶體管的線性工作方式會損耗大量功率，導致效率低、能耗大，同時還對散熱設備提出了很高的要求。而現在D類功率放大器發展很快，各項指標已經很接近線性功率放大器，且其晶體管只是作為開關使用，晶體管大部分時間處于飽和導通或截止狀態，輸出級損耗的功率極低，對散熱器的要求大為降低，甚至可省掉散熱器。所以具有效率高、體積小、輸出功率大、具備多種工作模式等優點，正逐漸大規模應用于大功率或便攜式設備上。

2 D類功率放大器工作原理

經典D類功率放大器主要由脈沖寬度調制器（PWM）、開關放大電路和低通濾波器等三部分組成，結構如圖1所示［1］。脈沖寬度調制器將輸入模擬信號轉變為寬度隨信號幅度變化的高頻脈沖，控制功率管以相應的頻率導通或截止，功率管輸出的信號經低通濾波器濾波還原后驅動負載工作。典型的D類功放可提供200W或更大的輸出，效率可達90%以上，諧波失真在1%～2.8%之間。另外，D類功放不存在交越失真。

圖1 D類功率放大器結構示意圖

圖2 為一個半橋式D類功率放大器的基本工作原理圖，圖中三角波發生器、比較器和輸入信號構成脈寬調制器（PWM）；兩只輸出場效應管組成開關放大器；LF和CF構成低通濾波器，用以恢復輸入信號。驅動級用來驅動開關放大器，使放大器輸出信號為在VDD和-VDD間切換的高頻方波［1］。

圖2 D類功率放大器工作原理簡圖

目前大部分D類功放使用全橋轉換電路，即用兩個圖2所示的半橋輸出電路交替驅動負載，這種類型的負載連接方式又被稱為橋接負載（BTL）。全橋轉換電路通過交替開啟負載導通路徑工作，獲得雙向電流流經負載而不像半橋結構那樣需要一個負電源或隔直電容，且其導通損耗也小于半橋電路［1］。

3 2SD106AI驅動模塊簡介及具體應用設計

2SD106AI是瑞士CONCEPT公司生產的SCALE系列驅動模塊之一，其可靠性高，使用壽命長，是驅動大功率IGBT和MOSFET的專用驅動器。2SD106AI具有良好的通用性，可靈活應用于功率電機驅動、DC/DC變換、大功率功放等領域。該驅動器采用ASIC設計，具有很強的驅動能力，最大驅動電流高達±6A，芯片內部集成了過流保護、欠壓監測等功能［2］。使用15V單電源驅動，開關頻率高達100KHz以上。所需外圍器件較少，具備兩種不同的工作模式，電氣隔離可達到4000VAC。

3.1 驅動模塊簡介

2SD106AI的原理框圖如圖3所示，主要由電子接口LDI、智能柵極驅動IGD和15VDC/DC電源組成。每個LDI可驅動兩路信號，外部控制器輸入的PWM信號首先進入LDI單元，由LDI模塊進行編碼處理進而通過脈沖變壓器送到IGD單元，脈沖變壓器用于驅動信號的電氣隔離，IGD單元接收到編碼后的脈沖信息，將其解碼成原始的PWM信號，然后進行放大，用于觸發外接的功率半導體器件［2］。同時IGD模塊內集成了保護電路，當檢測到功率管發生短路或者過流故障時，其封鎖時間邏輯電路和狀態確認電路產生相應的響應時間和封鎖時間，并將此信號編碼后送至LDI單元［3］。LDI單元對狀態信號進行解碼處理，啟動保護，封鎖輸入信號。為防止兩路驅動信號互相干擾，由DC/DC轉換器提供彼此隔離的電源，且每路都具備欠壓監測功能，當電源電壓降至11V以下時，輸出將關斷并發出報警信號。

圖3 2SD106AI驅動模塊內部原理圖

3.2 基于2SD106AI驅動模塊的D類功率放大器電路設計

圖4為基于2SD106AI驅動模塊的驅動電路。圖中INA、INB為PWM信號輸入端，其具有施密特觸發特性，能對輸入信號波形進行整形，提高信號抗干擾能力。C1、G1、E1，C2、G2、E2為驅動模塊的輸出端，分別接至功率管的集電極C，柵極G，發射極E，G與E之間的電壓即為功率管的柵極驅動電壓，柵極驅動電壓有+15V、-15V兩種電平，+15V使功率管導通，-15V可使功率管更加快速的可靠關斷，從而減小開關損耗。

2SD106AI有直接和半橋兩種工作模式。直接模式下，各路功率管獨立工作，用于已經產生死區時間的PWM信號的驅動。此時MOD端接電源VDD，RC1端和RC2端接地。在半橋模式下，MOD端接地，INA端接輸入信號，INB端接使能信號，死區時間由RC1端和RC2端外接的RC網絡確定。文中由于兩路PWM信號是分別單獨提供，所以選擇使用直接模式。

2SD106AI的邏輯電平由VL端來確定。VL端的電壓值決定了INA端和INB端施密特觸發器的觸發上限電平為2VL/3，觸發下限是1VL/3。所以根據加載在VL端不同的電壓值，驅動模塊可以處理15V以內的任何邏輯電平，這意味著驅動模塊與前級PWM控制電路之間可以直接連接，不用增加額外電路。文中設計輸入是5V的PWM信號，所以在VL端接上一個4.7V的穩壓二極管（圖4中V9、V10）即可將INA端和INB端設置工作在TTL電平。

圖4 基于2SD106AI的驅動電路

SO1和SO2兩個引腳用于輸出模塊的工作狀態，由于其輸出為集電極開路形式，所以可以通過外接上拉電阻來適應各種邏輯電平。驅動模塊工作正常時，SOx為高電平，當某一通道被檢測到故障信號時，所對應的SOx端的輸出電平立即變為低電平，同時將該低電平送至鎖存電路，用以控制輸入PWM信號，驅動模塊將自動進入封鎖狀態，直至控制信號鎖存電路復位，封鎖時間一般為1s。SO1端和SO2端可以獨立使用，但在本文設計中將其連在一起，即將所有4路故障信號加在一起取“或”，只要4路中有任何一路出現異常就認為驅動模塊故障產生，以便簡化設計。

圖5即是2SD106AI模塊內部集成的短路及過流保護功能電路圖。圖中驅動模塊輸出C端所接二極管是為了防止電流從功率管的集電極倒灌進驅動模塊，起到保護模塊的作用。參考電阻Rth用于確定功率管保護關斷閾值，定義了驅動模塊的過流保護電壓Vceoff。根據MOS功率管的特性，當其飽和導通時，電流與管壓降Vce成正比。由圖5可知，模塊內部有一個運算放大器構成的電壓比較器，其輸出端OVERCURRENT為模塊內部的過流保護信號。當功率管飽和導通，如果此時最大管壓降Vce大于過流保護電壓Vceoff，比較器輸出高電平，驅動模塊執行過流保護功能，輸出-15V關斷功率管，同時輸出故障信號至SOx端。參考電阻Rth的計算公式為

式中，Vce為功率管的管壓降，Vd為C端所接二極管導通壓降，Ith為驅動模塊內置電流源，大小約為150μA［4］。

以IGBT功率管IKW40T120為例，根據其數據手冊，電流50A時，Vce為2V。圖4中驅動模塊C端接兩個1N4007二極管，所以Vd為0.6×2=1.2V，所以Rth=2+1.2/0.00015≈21K。

圖5 2SD106AI驅動模塊過流保護電路圖

圖6 為功率放大器的全橋轉換及LC低通濾波電路。圖中可見功率管柵極都接有一個柵極電阻（圖5中R9、R10、R11、R12），在驅動功率管時，必須選擇合適的柵極電阻。功率管的柵源極之間存在結電容，柵極回路還存在寄生電感，如果沒有柵極電阻，驅動模塊輸出的驅動電流會在柵極回路產生強烈的振蕩，因此需串聯一個電阻使其迅速衰減。同時電容電感都是無功類器件，如果沒有柵極電阻，絕大部分的驅動功率就將消耗在驅動模塊內部，導致其溫度上升過快，影響可靠性。如果柵極電阻阻值小，驅動電流就大，功率管通斷時間快，開關損耗??；反之則慢，開關損耗大。但驅動速度過快將使功率管的電壓和電流變化率大大提高，使功率管柵源極之間承受較高的尖峰電壓，從而產生較大的干擾，嚴重的可能會損壞功率管或使整個電路無法工作，因此必須統籌兼顧。2SD106AI的最大驅動電流為6A，驅動模塊的最大輸出電流需大于等于實際所需的柵極驅動電流，所以柵極電阻的最小值計算公式如下：

式中ΔU是柵極上升電壓，由于是±15V驅動，所以ΔU=30V，IG最大為6A，因此柵極電阻最小值

但實際應用中，應根據所選擇的功率管的參數和特性來確定柵極電阻值，50A左右的功率管應采用10～20Ω的柵極電阻，也可根據實際電路調試結果來最終確定。

圖6 功率放大器全橋轉換及LC低通濾波電路

根據功率放大器不同的用途和負載，放大后的PWM方波信號可以直接用于驅動負載，或者先經低通濾波器濾波，再驅動負載工作。雖然本文設計直接用PWM方波驅動負載，但還是有必要介紹一下D類功率放大器常用的輸出低通濾波器。如圖6所示，一般采用兩階的LC型巴特沃斯濾波器，巴特沃斯濾波器保證了全頻段內的平滑頻率響應，可使放大器具有良好的動態響應，且所需元器件數量很少，是D類功率放大器最常使用的輸出濾波器。

根據二階巴特沃斯濾波器的通用轉移函數可以推導出濾波器中電感L的選取公式為

電容C選取公式為

從而推導出濾波器3dB截止頻率 fc計算公式為

其中電感L除了要考慮合適的電感值以外還要考慮其最大額定電流和最大直流電阻，如果電感的額定電流不足以維持功率放大器的輸出電流，則電感將起短路的作用，而直流電阻較低的電感可降低電感本身的功率損耗，提高電路的總體效率。如果兩階濾波器濾波效果達不到要求，可以將階數增加至4階，同時適當降低截止頻率，這樣能更加有效的消除載波干擾。圖7為仿真的二階LC低通濾波器頻率響應曲線圖。

圖7 LC低通濾波器頻率響應曲線仿真圖

4 統調試波形及注意事項

本設計中功率管采用英飛凌生產的IGBT晶體管IKW40T120，最大電壓1200V，電流75A。圖8是使用示波器采集到的驅動模塊輸出的功率管驅動信號波形。從圖中可以看出功率管驅動信號波形較好，幅值為±15V，信號沒有明顯的尖峰和毛刺，柵極電阻值選取適當。上升和下降速度適中，雖然高低電平轉換時稍有坡度，不是十分陡峭，但是由于此處信號頻率較低，已能滿足使用，如果應用到更高頻率場合，適當減小柵極電阻值即可。

圖8 驅動信號實測波形

功率放大器采用200VDC供電，圖9為示波器采集的全橋轉換電路的輸出波形。圖中信號幅度與供電電壓一致，波形上尖峰與毛刺被有效抑制，尖峰電壓最高時也僅為供電電壓的10%左右。較小的尖峰電壓既能有效降低功率管負擔，也能防止較大的瞬間電流導致驅動模塊頻繁進入保護狀態。

圖9 全橋轉換電路輸出信號波形

此外在電路板布板時要特別注意驅動模塊與功率管之間的布線。驅動信號布線對消除可能存在的振蕩、延緩柵極電壓的上升、減少尖峰毛刺信號損耗、降低柵極電源電壓或減少模塊過流保護電路的動作次數有很大的影響。因此，必須將驅動模塊驅動信號輸出端和功率管之間的寄生電感降至最低，最直接的方法就是盡量縮短二者之間引線的距離，驅動模塊盡量靠近功率管布置，并使用絞線傳輸信號，提高信號的抗干擾能力。同時參考電阻Rth也應該盡可能靠近驅動模塊的輸出E端，以免引起電磁干擾。

除了驅動模塊自帶的過流及短路保護功能外，電路在供電電源兩端布置了兩個100μF/400V的濾波電容來濾除電源上的干擾，使用了RCD尖峰吸收電路來保護驅動模塊和功率管。RCD電路通過消耗很小的功率來減輕功率管的負擔，能有效抑制功率器件工作時產生的浪涌電壓。RCD電路可以加在電源兩端也可加在功率管兩端，電路板空間允許的情況下可以多加幾組，效果更好。根據實測結果，RCD電路中的R最好選擇100Ω以上的功率電阻，C選擇1μF左右的高壓聚丙烯薄膜電容。在功率管的柵源極之間并聯一個穩壓二極管和一個電阻，既能幫助穩定驅動信號的電壓，還能在柵源極之間構成一個放電回路，迅速消耗掉功率管關斷后因電容充電而余留的能量。這些措施都能有效保護驅動模塊和功率管，提高整個電路的可靠性。

5 結語

本文介紹了以驅動模塊2SD106AI為核心的驅動電路，模塊外圍器件參數的設置選擇方法，并將其應用到全橋模式的D類功率放大器。實測功率放大器輸出電流10A以上，功率大于2KW，表明基于2SD106AI的功率放大器輸出能力強，可靠性高，適用于高電壓或大功率場合。

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AClass D Power Am p lifier Based on 2SD106AI

JIN Yan XU Zefu
（Kunming Shipborne EquipmentResearch and TestCenter，Kunming 650051）

The class D amplifier isbecoming the ideal choice for portable and high power applicationsbecause of high efficiency.The paper analyzes theworking principle and characteristics of class D amplifier briefly，introduces the driving circuitbased on 2SD106AI，and applies it to the class D power amplifier.The power amplifier has the advantages of high outputpower and high reliability，can be used forhigh voltage and high power occasions.

class D poweramplifier，2SD106AI

TN433

10.3969/j.issn.1672-9730.2017.09.034

2017年3月7日，

2017年4月29日

金炎，男，工程師，研究方向：電子電路設計。許則富，男，助理工程師，研究方向：電子電路設計。