基于E類功率放大器的非接觸感應耦合電能傳輸系統

牟 憲 民, 陳 希 有, 焦 海 坤, 周 宇 翔

( 1.大連理工大學 電氣工程學院, 遼寧 大連 116024； 2.中電投吉林核電有限公司， 吉林 長春 130000 )

基于E類功率放大器的非接觸感應耦合電能傳輸系統

牟 憲 民*1, 陳 希 有1, 焦 海 坤1, 周 宇 翔2

( 1.大連理工大學 電氣工程學院, 遼寧 大連 116024； 2.中電投吉林核電有限公司， 吉林 長春 130000 )

為了提高非接觸感應耦合電能傳輸系統的可靠性，提出了一種基于E類功率放大器的拓撲結構．將發射線圈和接收線圈的耦合電感進行等效變換，把發射線圈的漏感作為E類功率放大器諧振單元，把勵磁電感作為折算后負載電阻的匹配電感．在電能非接觸傳輸的同時實現了阻抗變換，把等效負載電阻限制在一定的范圍內．提出的拓撲結構簡單，無需額外的補償網絡．并且負載電阻變化時，均能滿足E類功率放大器的零電壓軟開關條件．仿真和實驗結果驗證了新拓撲結構電路的可行性．

非接觸電能傳輸；感應耦合；E類功率放大器；逆變器電路；零電壓軟開關

0 引 言

非接觸感應式電能傳輸技術基于感應耦合原理，通過發射線圈和接收線圈實現電能的非接觸傳輸．對于移動設備供電，非接觸電能傳輸技術相比于有線的電能傳輸方式，具有可靠、靈活和易用等顯著的優點，因此近年來得到了廣泛的關注．對于感應式無線電能傳輸技術的研究可以追溯到20世紀的法拉第和特斯拉時代[1]．2000年奧克蘭大學的學者首先定義了感應耦合電能傳輸的概念[2]，隨后深入研究了基本原理和控制策略等內容，獲得了一系列成果[3-4]．

E類功率放大器在1975年被Sokal等提出之后，由于其結構簡單、效率高，得到了廣泛關注[5-7]．近年來的許多研究工作將E類功率放大器應用到非接觸的電能傳輸系統中．文獻[8]給出了一種可以自振蕩激勵的E類功率放大器，實現了非接觸的電能傳輸．文獻[9-11]給出了非接觸電能傳輸系統元件參數的優化計算方法，將發射線圈的自感作為E類功率放大器的諧振電感，設計了接收線圈的補償諧振回路．文獻[12]給出了發射線圈和接收線圈側的補償網絡設計方法，并給出了負載電阻變化時的有計劃設計方法．文獻[13]提出了一種雙路E類放大器拓撲，設計了系統的補償網絡，實現了系統的高效工作．文獻[14]和[15]采用閉環進行系統的頻率控制，實現了系統頻率跟蹤．目前采用E類功率放大器的無線電能傳輸系統，為實現系統在工作頻率點有效的諧振狀態運行，在發射側和接收側都使用電容進行了補償．

E類功率放大器工作在軟開關條件，具有效率高的特點．一般需要根據負載的大小，進行相應的諧振電路元件設計．當負載發生變化時，諧振電路的諧振條件發生變化，可能使E類功率放大器工作在非軟開關狀態，效率降低．因此一般E類功率放大器在工作時，需要限制負載電阻變化范圍．

非接觸感應耦合電能傳輸系統包括發射線圈和接收線圈，發射線圈和接收線圈耦合系數較小，為獲得較大的傳輸功率和效率，發射側和接收側都要進行補償，同時在運行時采用頻率跟蹤方法使系統處于諧振狀態．一般采用的補償方式有串聯-串聯補償、串聯-并聯補償、并聯-串聯補償、并聯-并聯補償．不同形式的補償電路具有不同的特點，可以根據需要采用不同的補償方式．然而補償電路的存在使得系統變得復雜．當需要較好的系統特性時，需要采用具有更多元件的高階補償電路，使得電路變得更加復雜，難以控制．

本文提出基于E類功率放大器的非接觸感應耦合電能傳輸系統，發射側和接收側無須進行補償，元件數量顯著減少，使系統效率和可靠性得到顯著提高．

1 E類功率放大器工作原理

E類功率放大器電路如圖1所示，直流電感L0和電壓源Ui構成一個電流源，開關管為MOSFET，與開關管Q并聯電容Cp，形成一個由Ls、Cs、Rl構成的L-C-R諧振網絡．其中并聯電容Cp可以利用開關管的漏源結電容實現．諧振網絡的品質因數足夠大，負載電阻中電流io近似正弦．在開關管導通期間，由于并聯電容Cp被短路，諧振網絡包括串聯電感Ls、串聯電容Cs和負載電阻Rl；開關管斷開期間，諧振網絡則包含串聯電感Ls、串聯電容Cs、負載Rl和并聯電容Cp，等效電容Ceq為Cs和Cp的串聯電容．負載網絡的特性由這兩種情況下的諧振頻率和品質因數決定．

圖1 E類功率放大器原理圖

通過適當的設計，可以使E類功率放大器在特定負載電阻下同時滿足零電壓(ZVS)條件和零電壓導數(ZDS)條件．ZVS條件保證漏源電壓為零；ZDS條件保證漏源電壓導數為零，也就是并聯電容電流為零．此時開關管MOSFET的開關損耗達到最小，實現E類功率放大器的最優設計，負載電阻為最佳負載電阻．當負載電阻為最佳負載電阻時，同時滿足ZVS和ZDS條件；當負載電阻小于最佳負載電阻時，可以滿足ZVS條件，但不滿足ZDS條件；當負載電阻大于最佳負載電阻時，ZVS和ZDS條件都不滿足，因此E類功率放大器的效率最低．為實現E類功率放大器高效工作，要求負載電阻在變化時滿足小于最佳負載電阻．圖2給出了理想條件下的E類功率放大器MOSFET的柵極電壓ugs、漏極電流id、并聯電容Cp的電流ic和漏極電壓uds波形．圖2(a)為最佳負載電阻時的波形．圖2(b)為負載電阻小于最佳負載電阻條件下的波形．圖2(c)為負載電阻大于最佳負載電阻條件下的波形．

圖2 E類功率放大器不同負載電阻時的波形

2 新型非接觸感應耦合電能傳輸系統

本文提出的新型非接觸感應耦合電能傳輸(ICPT)系統如圖3所示．電壓源Ui和電感L0構成電流型電源輸入級，開關管Q、電容Cp、電容Cs和耦合電感的L1(發射線圈)組成E類功率放大器，其中負載電阻Rl并聯連接在耦合電感L2(接收線圈)的兩端．

圖3 基于E類功率放大器的非接觸感應耦合電能傳輸系統

Fig.3 Contactless ICPT system based on class E power amplifier

系統中，發射線圈L1和接收線圈L2采用耦合電感M模型，實現電能的非接觸傳輸．利用耦合電感的等效變壓器模型，將耦合電感M等效成理想變壓器T、漏感L1k和勵磁電感Lm三部分，如圖4所示．

圖4 負載理想變壓器等效電路

圖中的參數，變壓器變比n、勵磁電感Lm和漏感L1k分別為

(1)

Lm=k2L1

(2)

L1k=(1-k2)L1

(3)

將負載電阻Rl折算到理想變壓器的一次側，等效電路如圖5所示．折算后電阻Rl1=n2Rl．

圖5 負載電阻折算后的等效電路

隨后將勵磁電感和電阻并聯電路轉換成等效的串聯形式．電路如圖6所示．

其中，串聯電感Lms的串聯電阻Rls和感抗分別為

(4)

(5)

式中：XLm為圖5中勵磁電感的感抗．

圖6 并聯阻感電路的串聯等效電路

負載電阻Rl發生變化時，串聯等效電阻和串聯等效感抗也發生變化，變化趨勢如圖7所示．當n2RlXLm時，串聯等效電阻Rls隨負載電阻Rl增加而減小，當n2Rl=∞時達到最小值，此時Rls=0．串聯等效感抗XLms隨負載電阻Rl增加而增加，當n2Rl=XLm時，XLms=0.5XLm；當n2Rl=∞時達到最大值，此時XLms=XLm．

圖7 串聯等效電路的參數變化曲線

根據E類功率放大器的特點，負載電阻小于最佳負載電阻時，可以滿足ZVS條件，實現E類功率放大器的開關元件的軟開關．

本文提出的基于E類功率放大器非接觸感應耦合電能傳輸系統的等效電路如圖8所示．在參數設計時，使經過等效后的負載電阻Rls的最大值為最佳負載電阻，即可以保證E類功率放大器的ZVS軟開關條件．

等效電路中耦合電感的漏感L1k和等效串聯電感Lms共同作為E類功率放大器的諧振網絡電感．

電路參數的設計過程如下：(1)選定開關頻率．(2)按照傳統E類功率放大器確定最大功率輸出時的電阻值．(3)根據系統的耦合電感參數及式(4)和式(5)確定Rls和Lms的大?。?4)確定E類功率放大器的其他參數．

圖8 非接觸感應耦合電能傳輸系統等效電路

3 仿真及實驗

3.1 仿真模型

給定開關頻率100 kHz、電源電壓24 V及最大輸出功率100 W等具體要求，根據簡要設計過程，確定表1中的參數進行仿真．仿真模型如圖9所示．

表1 仿真模型參數

圖9中下半部分為仿真電路原理圖，包括電源V1、開關M1、并聯電容C1，E類功率放大器的諧振電容C2及耦合電感L1和L2．仿真結果波形在圖中上半部分，給出了負載電阻上的輸出電壓波形Voutput，近似正弦；開關兩端的電壓Vcp電壓波形為半波，在開關截止時電壓開始上升，電壓下降到零之后，開關導通，實現零電壓開通．改變負載電阻大小，得到不同電阻時的輸出電壓和功率，繪制曲線結果見圖10．負載電阻減小時，輸出電流增大，輸出電壓減小，輸出功率先增加、后減小，存在最大輸出功率．

圖9 非接觸感應耦合電能傳輸系統仿真模型及仿真結果波形

Fig.9 Simulation model and waveform of contactless ICPT system

圖10 系統輸出特性仿真結果

3.2 實驗模型

根據仿真模型的參數搭建實驗平臺，進行實驗．

圖11給出了負載電阻7 Ω和330 Ω時的實驗結果．

圖中最下側波形(第1通道)為開關兩端電壓波形，可以看到開關在零電壓開通；中間波形(第3通道)為負載電阻的電流；最上側波形(第4通道)為負載電阻的電壓．負載電阻電壓和電流存在相位差，是由于采用的大功率負載電阻為繞線型金屬絲電阻，較大的電感值導致電流滯后電壓一個角度，呈感性．

改變負載電阻大小，測量輸出電壓和輸出功率，繪制曲線如圖12所示．結果與仿真結果接近．

(a) Rl=7 Ω

(b)Rl=330 Ω

圖11 非接觸感應耦合電能傳輸系統實驗結果波形

Fig.11 Experimental result waveform of contactless ICPT system

圖12 輸出特性曲線實驗結果

4 結 論

(1)本文提出的新型基于E類功率放大器的非接觸感應耦合電能傳輸系統中的E類功率放大器，開關元件少，電路結構簡單；

(2)除基本的E類功率放大器所需的諧振電感和電容，無需其他補償元件；

(3)系統可以在任何負載大小情況下實現E類功率放大器的零電壓軟開關條件，實現電能的高效率傳輸；

(4)系統開關頻率固定，開環工作，無需閉環控制電路，簡單可靠．

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ContactlessinductivecoupledpowertransfersystembasedonclassEpoweramplifier

MUXianmin*1,CHENXiyou1,JIAOHaikun1,ZHOUYuxiang2

(1.SchoolofElectricalEngineering,DalianUniversityofTechnology,Dalian116024,China；2.CPIJilinNuclearPowerCo.,Ltd.,Changchun130000,China)

To improve the performance of contactless inductive coupled power transfer system, topology structure based on class E power amplifier is proposed. For transforming coupling inductance of the transmitting and the receiving coils, the leakage inductance of the transmitting coil is used as the class E power amplifier resonating unit, and the excitation inductance is used as the matching inductance of the converted load resistance. The equivalent load resistance is limited while the power is contactlessly transforming. The proposed topology structure is simple and no additional compensation network is required. The zero-voltage soft-switching conditions of class E power amplifier can be met while load resistance changing. Simulation and experimental results verify the feasibility of new topology structure circuit.

contactless power transfer; inductive couple; class E power amplifier; inverter circuit; zero-voltage soft-switching

1000-8608(2017)06-0644-06

TM724

A

10.7511/dllgxb201706014

2017-04-05；

2017-09-26．

國家自然科學基金資助項目(61371026)；中電投吉林核電有限公司資助項目(2015-083-2HD-KJ-X).

牟憲民*(1973-)，男，博士，副教授，E-mail:muxm@dlut.edu.cn.