正反激倍壓DC-DC變換器機理分析與仿真

黃亞峰，陳 劍，劉俊峰，祝明佳，韓 瑜

(1.東北電力大學 電氣工程學院，吉林 吉林132012；2.國網安徽省電力公司經濟技術研究院，安徽 合肥 230000；3.杭州市富陽區供電公司，浙江 杭州 311400)

DC-DC變換是一個通過開關調節方式控制直流電壓實現電能變換的技術，這種技術被廣泛應用于各種開關電源，直流調速應用，可再生能源發電等系統中.上個世紀，隨著功率開關器件的發展，DC-DC變換器在變換拓撲和變換技術方面已經取得了很大的成就，并且已經發展到一個相當高的水平[1～3]，當今對于光伏發電系統的低壓直流逆變技術常用的一種是兩級式，即前級是DC-DC升壓電路，后級是逆變器[1～4].在應用研究方面前級通常需要根據特定場景，有針對性的選擇DC-DC變換器結構與相應的變換技術[4～14].

DC-DC變換器拓撲可以分為隔離和非隔離兩種，通常隔離型變換器有正激、反激、推挽以及橋式四種結構，而正反激結合型是由正激或反激衍生出來的，能有效提高變換器的電壓增益，具有效率高、相對功率密度高的優勢，得到了廣泛運用[15～19].由于正反激DC-DC變換器采用變壓器會存在磁復位問題，若不有效解決會造成變壓器磁飽和，降低能量變換效率，甚至會產生過大反向電壓損壞功率器件[20～22].文獻[23]采用有源鉗位磁復位技術，對變壓器利用效率的提高提供了一個很好的選擇.文獻[24]針對應用于光伏發電系統提出了一種新型高增益DC-DC變換器拓撲實現分別在高壓側和低壓側降低了電壓和電流應力，更加可靠的進行調節輸出電壓.直流變換器在光伏發電系統應用越來越廣泛，隨著電力電子技術的大力發展，直流變換器今后的發展趨勢是小型化、高效化、高可靠性[25].

本文針對光伏微逆前級容量相對較小的DC-DC應用環節，為了在更高的升壓比要求下降低變換器尺寸，達到整體高效的目的，引入一種正反激倍壓DC-DC變換器拓撲，并采用有源鉗位技術提高變換器在磁復位期間變壓器的能量傳輸效率.本文在分析正反激變換電路的工作原理基礎上，研究了正反激倍壓拓撲的工作機理，在PSIM仿真下對各部分進行仿真分析，并驗證分析的正確性.

1 正反激倍壓變換器拓撲

1.1 傳統單激型DC-DC變換器拓撲

正激變換器與反激變換器屬于單激型變換器，正激變換器，如圖1(a)所示.其由變壓器，復位繞組，開關管M1以及若干二極管和輸出端電感L1與電容C1構成，在M1導通時，其通過變壓器耦合給二次側供電，當M1關斷時，其變壓器存儲的能量通過復位繞組返還電源端[26].反激變換器，如圖1(b)所示.圖中，Ui為變換器的輸入電壓，T為變壓器，M為控制開關，C為儲能濾波電容，R為負載電阻，其運行與正激相比，M導通，變壓器一次側激勵時，沒有直接向負載傳輸功率，M關斷時，其向負載側傳輸功率[27].

圖1 (a)正激式變換器 (b)反激式變換器

圖2 (a)為正反激結合型倍壓拓撲結構 (b)正反激等效原理圖

正反激結合型倍壓拓撲電路示意圖，如圖2所示.圖2(a)中V為輸入端電壓，開關管M2與鉗位電容C1構成有源鉗位，M1為正激下的開關管，T為變壓器，D1，D2與電容C2，C3分別構成回路，進行正反激儲能，C4為倍壓儲能電容并對負荷側穩壓輸出，圖2(b)中將變壓器進行T型等效，LS與LP為漏感，Li為勵磁電感.

下面通過分析電路在一個周期內的工作情況來總結該拓撲的工作模態.假設鉗位電容C1看作理想電壓源；開關管存在輸出結電容，變壓器存在漏感和勵磁電感，為便于分析，將鉗位開關管M2的輸出結電容等效到鉗位電容C1.在此條件下，將其分為正激變換和反激變換工作階段，各工作階段的等效電路，如圖3所示.

圖3 (a)階段1：正激變換(t0～t1) (b)階段2：反激變換(t1～t3) (c)階段3：有源鉗位(t1～t2) (d)階段4：有源鉗位(t2～t3) (e)倍壓輸出 (f)主要電壓電流波形

(1)階段1，正激變換如圖3(a)，t0～t1時段，M1開關導通(M1與M2同頻率，但通斷互補)，IDM1升高，UC2電壓升高，一次側能量通過變壓器耦合通過D1給C2供電，一部分能量存儲在變壓器里.

(2)階段2，反激變換如圖3(b)，t1～t3時段，開關管M2導通，此時反激變換階段，鉗位電容維持變壓器對二次側輸出電壓，開關管電流IDM2與鉗位電容電壓UC1出現波動，其變壓器存儲的能量通過二次繞組將能量供給C3.

(3)階段3和階段4，有源鉗位如圖3(c)和圖3(d)，t1～t2時段，儲能電容C1進行儲能.t2～t3時段，IDM1繼續關斷，此時仍為反激變換，同t1～t2時段，M2與C1構成有源鉗位電路，變壓器復位電壓由鉗位電容電壓構成，利用鉗位電容消除漏感尖峰并存儲漏感能量，充分利用剩磁，為變壓器中反激變換提供穩壓的作用，保證高效率.

(4)倍壓的實現，如圖3(e)，最后C2，C3倍壓通過輸出濾波電容C4對負荷側釋放能量.

以上是一個開關周期的工作過程，通過對開關周期內匝數比與占空比的分析，以及電容C2和C3上的電壓平均值，選定正激變換階段下的變壓器匝數比[28]，進行計算正激變換的開關占空比，可以得出以下關系，即有

(1)

其中：tON為M1開關管的開通時間；T為周期；UO為輸出電壓；UIN為輸入電壓；NP初級線圈匝數；NS為變壓器次級線圈匝數；DM2為正反激變換器中反激變換開關的占空比.

(2)

其中：UC2為電容C2的電壓；UC3為電容C3的電壓；UC4為電容C4的電壓；UO為負荷側輸出電壓.由公式(1)和公式(2)可以看出，給定輸入輸出額定電壓，在一定匝數比下，合理計算占空比，并且得出正激變換與反激變換下的電壓分配.

2 仿真實驗分析

基于PSIM仿真軟件，分別搭建了正激變換器，boost升壓變換器和本文引入的正反激變換器仿真系統，通過給定系統參數進行仿真并通過其實驗結果來說明引入的正反激變換器優越性能.

仿真算例設定的三個仿真系統主要技術參數為：輸入UIN/輸出UO電壓為25 V/400 V，額定功率Po為300 W，開關頻率f為50 kHz，負荷側等效電流為Io=Po/Uo=0.75 A，等效負荷電阻為Ro≈533.33 Ω.正激變換與正反激變換仿真系統中變壓器匝數比為1∶6，初級電感L為65.10 μH，boost升壓變換器中電感為97.66 μH.

圖4給出了三種由25 V倍壓到400 V的升壓變換器仿真運行主要電壓電流實驗波形.由圖4(a)、圖4(b)知：boost升壓變換器輸出電壓為392 V～406 V，輸出電流0.73 A～0.76 A，電壓紋波系數為3.5%，占空比達到0.9.正激變換器輸出電壓為354 V，輸出電流為0.66 A，電壓紋波系數為2.5‰，為達到400 V輸出而使占空比達到0.625，實際上正激變換器占空比不大于0.5，仿真表明，同等工況下升壓達不到要求.正反激變換器輸出電壓為400 V，輸出電流0.75 A，電壓紋波系數約為0.126‰，占空比DM1為0.625，輸出波形平穩.圖4(c)為鉗位電容電壓在正反激變換下的波形圖，其吸收剩磁能量維持反激變換穩壓輸出而產生極性變化，電壓值范圍在-42 V～20 V.圖4(d)為正反激變換到二次側的正激變換與反激變換電壓，然后倍壓給等效負荷側，驗證了公式(2)的合理性.

圖4 (a)負荷側輸出電壓 (b)負荷側輸出電流 (c)鉗位電容電壓 (d)正反激變換電壓

3 結 論

通過引入一種正反激倍壓DC-DC變換器拓撲，針對一個開關周期中3個工作階段的等效電路和相應階段主要電量的波形圖，分析了該拓撲的工作機理，通過理論分析和仿真實驗驗證可知，正激變換器有著拓撲簡單且高可靠性低成本得優點，但同也存在著變壓器單向磁化和利用率較低的問題，boost變換器有效率高，體積小的優點，但存在著紋波較大的的缺點，而這種綜合了正激和反激變換器特點的變換器有以下結論：

(1)與傳統升壓boost變換器相比，在采用電感材料相當的情況下，其輸出功率更大，且輸出電壓與電流脈動小.

(2)與正激變換器相比，拓撲開關管占空比可以大于0.5，具有更大的升壓比空間.

(3)引入的拓撲使用有源鉗位電路吸收剩磁能量，該能量在反激運行狀態傳遞至二次側，提高了變壓器利用率.該變換器拓撲適合于小容量光伏微逆前級DC-DC變換，有利于減小電路的體積和成本，改善工作性能.