基于GaN器件的平衡式逆F類功率放大器的研究與設計

南敬昌，張鵬俊，高明明，李 蕾

(遼寧工程技術大學 電子與信息工程學院，遼寧 葫蘆島 125105)

0 引 言

在當今的無線通信系統中，移動通信基站對降低能耗的要求越來越高，高效節能綠色基站已經成為無線通信研究的焦點。而射頻功率放大器作為無線通信系統發射機中的重要器件，用于提供所需的高功率輸出，其工作效率的高低將直接影響系統性能。因此，高效率功率放大器是實現綠色節能基站的一個攻關難題，在目前出現的功率放大器類型中，開關類功放恰是實現高效率的重要方式[1]。

逆F類功率放大器作為高效率開關功放的一種類型，通過輸出端的諧波抑制網絡來控制晶體管漏極的電壓和電流的波形，最終實現電壓和電流波形沒有交疊，漏極效率達到100%的目的[2]。與F類功率放大器相比，在輸出功率和增益相同的前提下，逆F類功率放大器可以獲得更好的效率特性[3]，并且因為逆F類功率放大器的易于實現的優勢，使之得到愈發深入的研究[4]。

功率晶體管自身的性能也是制約功率放大器效率提升的另一個重要原因，相比之前的硅基橫向擴散金屬氧化物半導體(laterally diffused metal oxide semiconductor, LDMOS)場效應管，采用以GaN高電子遷移率晶體管(high electron mobility transistor, HEMT)為代表的第三代半導體工藝進行逆F類功放的設計不僅具有較高擊穿電壓的優點，而且其較小的寄生參數更有利于電路的設計和效率的提升[5-6]。此外，GaN晶體管能夠在更高的漏極偏置電壓條件下工作，并獲得更大的輸出阻抗，這就說明匹配電路的設計將更加容易。綜合以上優點，GaN HEMT技術已經成為應用于射頻和微波通信系統功率放大器的首選方案。

鑒于功率放大器的效率、駐波系數(voltage standing wave ratio, VSWR)和輸出功率之間的相互矛盾，不易同時滿足設計指標[7]，因此采用平衡式結構設計功率放大器。該結構的優勢在于能使效率和輸出功率達到最優，而不必過多的考慮輸入輸出端失配的問題，從而可以快速地設計上下兩路射頻功放電路。與文獻[8-9]相比，該設計在不影響功放性能的情況下，提高了功放的設計效率；平衡式結構具有高穩定性，更容易實現級聯工作，且輸出功率是單路功放電路的兩倍；實現了增益的平坦，降低了輸入輸出端的駐波系數[10]。本文采用3 dB微帶分支線耦合器來進行平衡式結構的設計，并基于GaN HEMT器件CGH40010F晶體管設計了工作于2.6 GHz的高效率平衡式逆F類功率放大器。仿真和實測結果表明，該設計方法不僅能夠將放大器的輸入輸出端駐波系數控制在一個較低的水平，而且能夠進一步提高功率放大器的性能，驗證了設計方法的正確性。

1 平衡式功率放大器的原理

1.1 平衡式功率放大器

由于受到目前的半導體材料和設計技術等的限制，導致單個射頻器件的輸出功率很難滿足現實需要，所以要想使用現有的器件得到更大的功率輸出，可以采用功率合成技術[11]。此外在功放的設計過程中，為了在工作頻帶范圍內實現增益的平坦，工作效率和輸出功率等各項指標滿足設計要求，功率放大器在輸入輸出端將會不能很好地完成匹配。所以可以采用平衡式結構設計功率放大器，從而改善功放的工作性能。

平衡式功率放大器是由2個相同的放大電路和輸入輸出端的2個3 dB定向耦合器構成的對稱電路，結構如圖1所示。利用3 dB定向耦合器進行輸入端信號功率的分配和輸出端信號功率的合成，同時將入射信號和反射信號進行隔離，從而達到工作頻帶范圍內增益的平坦和降低輸入輸出端駐波系數的要求。

圖1 平衡式功率放大器的基本結構Fig.1 Structure graph of balanced structurepower amplifier circuit

1.2 3 dB定向耦合器

3 dB定向耦合器是射頻和微波系統中廣泛使用的一種功率分配和合成的元件，也是平衡式功率放大器結構中主要的器件之一。它的本質是將微波信號功率按照一定的比例進行分配，同時改變信號的相位。本設計采用的3 dB微帶分支定向耦合器的結構圖如圖2所示。

圖2 3 dB定向耦合器結構圖Fig.2 Structure of 3 dB coupler

簡單分析其傳輸特性如下。

1)信號分配。理想情況下，當射頻信號從1端口輸入，入射信號的功率將被平均分配到2端口和3端口，且2端口輸出信號的相位較3端口超前90°。由于上下2個放大電路完全一致，則在輸入端反射的等幅度信號最終在4端口合成并被50 Ω負載電阻吸收，而不會在1端口輸出。

2)信號合成。在2端口和3端口輸入等幅度的射頻信號，且在相位上相差90°，則射頻信號功率最終在4端口合成，而在1端口由于反射信號的抵消而沒有功率輸出。

綜上分析可知，上下2個設計的放大電路即使在輸入端和輸出端存在較大的信號反射，但將3 dB分支線耦合器應用到平衡式功率放大器的結構中會大大地降低輸入輸出駐波系數[12]。

在ADS中進行3 dB耦合器的設計并仿真，原理圖和仿真結果如圖3所示。從S參數仿真結果圖3b和圖3c可以看出，在2.6 GHz處，S(2,1)，S(3,1)均為-3.095 dB，S(4,1)為-43.731 dB，且2和3端口相位相差89.93°。表明該3 dB定向耦合器具有良好的耦合度、隔離度和方向性，可以應用到該平衡式功放的設計中。

圖3 3 dB定向耦合器仿真原理圖及仿真結果Fig.3 Schematic and simulation results of 3 dB coupler

2 單級逆F類功率放大器的設計

2.1 逆F類功率放大器的工作原理

逆F類功率放大器通過在輸出端加入諧波抑制網絡對諧波成分進行控制，最終在晶體管漏端使得所有的奇次諧波呈現零阻抗；所有的偶次諧波表現為無窮大阻抗；基波分量呈現最佳阻抗[13]，從而在晶體管漏端得到形為半正弦的電壓和形為方波的電流，且二者波形相互交錯，如圖4所示。進而使得功放管的自身能耗為零，漏極效率在理想情況下可以達到100%，輸出功率也隨之增加[14-15]。

圖4 理想逆F類漏端電壓電流波形Fig.4 Ideal inverse class-F drain voltageand current waveforms

綜上分析可知，功放電路從漏極看向負載的各次諧波阻抗需要滿足

(1)

(1)式中:Zopt為基波頻率處的最佳阻抗；Zn(ω)為最佳的n次諧波阻抗；可以通過ADS的雙向多諧波負載牽引獲得。換言之，在晶體管的漏極需要將奇次諧波匹配到短路狀態，偶次諧波阻抗匹配到開路狀態，從而達到最理想的漏端電壓和電流波形，實現高效率的目的[16]。

但是在實際情況下，由于外部封裝和內部特性的影響，晶體管存在著很多寄生參數，包括漏極串聯電感Ld和漏源極之間的寄生電容Cds等。同時考慮到本設計的工作頻率為2.6 GHz，由于寄生參數效應的影響，使用集總參數元件不僅對電路會產生較大的性能影響，也會增加電路設計的復雜度，所以通常使用分布參數元件進行電路設計[17]。根據逆F類功率放大器的工作原理，電路結構圖如圖5所示。

圖5 逆F類功率放大器結構圖Fig.5 Structure graph of inverse class-F power amplifier

2.2 輸出匹配電路設計

根據以上分析，如果不考慮晶體管寄生參數的影響，而僅從漏極管腳處設計諧波抑制網絡，那么在管芯處將與理想的基波和諧波阻抗條件會存在一定的誤差，繼而影響功放的工作效率。因此在進行逆F類功放輸出匹配電路的設計中必須考慮晶體管自身的寄生參數，將負載阻抗轉換到封裝參考面上，基本原理圖如圖6所示。圖6中，P點表示晶體管封裝后的漏極輸出管腳，D點表示漏極節點。通過寄生參數網絡和諧波抑制網絡的阻抗變換作用，最終在D點實現對奇次諧波的短路處理和偶次諧波開路處理，達到理想逆F類功放的阻抗條件。

圖6 輸出匹配電路原理圖Fig.6 Schematic graph of output matching circuit

在上述微帶線電路的漏端饋電支路中，用扇形枝節代替傳統的短路濾波電容，結構更為緊湊，減小了版圖的面積。并且該微帶線電路結構只對2和3次諧波進行了處理。電長度為90°的漏極偏置電路TL2使2次諧波在A點處短路，30°的開路枝節TL4使3次諧波在B點處短路，之后通過微帶線TL1，TL3和寄生參數網絡的阻抗變換作用，最終使2次諧波和3次諧波在晶體管漏極D點分別表現為開路阻抗和短路阻抗。據此，可根據以下(2)式、(3)式求解Z1，θ1和θ2。

(2)

ZD(3ω)=[jZ1tan(3θ1)+jZ1tan(3θ2)+3jωLd]//

(3)

(2)式—(3)式中，//表示并聯。聯立方程(2)式、(3)式求得

(4)

(5)

Z1的值可以根據晶體管輸出端引腳寬度選取適當的值，在已知Cds和Ld的情況下，聯立公式(4)和(5)，即可求解出θ1和θ2。

使用ADS設計諧波抑制網絡設計，并對S參數進行仿真，電路原理圖和仿真結果如圖7a、圖7b和圖7c所示。

圖7 輸出諧波抑制電路及仿真結果Fig.7 Output harmonic suppression circuit andsimulation results

從S參數仿真結果(圖7b)中可知，2次諧波(m1)阻抗為無窮大，3次諧波(m2)阻抗為零，對仿真結果的分析驗證了所設計的諧波抑制網絡結構的正確性，即能夠達到對2次諧波的開路處理和3次諧波的短路處理的目的。此外，由圖7c得知，設計的諧波抑制網絡對2次及3次諧波的抑制均達到了40 dB以上。

2.3 輸入匹配電路設計

本設計在輸入拓撲中添加了2次諧波抑制電路，以此來減少柵源之間寄生參數對功放性能的影響，從而獲得更好的性能表現，拓撲結構如圖8所示。

圖8 輸入匹配電路Fig.8 Input matching circuit

在圖8拓撲結構中，傳輸線TL4的電長度為45°，2次諧波在C點處短路，從而在輸入端抑制2次諧波。傳輸線TL5和扇形枝節用于直流饋電和交流阻隔。

圖9為單級逆F類功放的輸入端添加2次諧波阻抗處理前后的功率附加效率(power added efficiency,PAE)隨輸入功率變化的曲線。由圖9可知，當在輸入拓撲結構中添加了諧波控制以后，PAE提高了接近4個百分點，電路的性能得到了很好地改善。由此驗證了在輸入結構添加2次諧波抑制電路的必要性和設計方法的可行性。

圖9 PAE隨輸入功率變化曲線Fig.9 PAE versus Pin

對單級逆F功率放大器進行仿真優化，得到晶體管CHG40010F漏極輸出管腳處的電壓和電流波形仿真結果，如圖10所示。波形是在封裝后的漏端輸出管腳處所測，由于受到晶體管寄生參數的影響而不完全滿足逆F類功放的標準。但是從波峰尖銳且與半正弦相似的電壓和峰值與方波部分相符的電流等波形特點，依然可以判斷出該放大器工作在逆F狀態。

圖10 漏端電壓電流波形Fig.10 Voltage and current waveform of drain

3 平衡式逆F類功率放大器

根據平衡式功放的設計原理，借用ADS2015搭建電路并進行優化仿真，工作頻率為2.6 GHz，漏極偏置電壓為28 V，柵極偏置電壓為-3.2 V。在輸出功率飽和的情況下，輸出端的各次諧波分量如圖11所示。由此看出，所設計的平衡式逆F類功率放大器具有很好的諧波抑制能力，2，3次諧波失真均大于40 dBc。

固定輸入功率為31 dBm，對電路進行諧波平衡仿真，對工作頻率進行掃描，得到電路在不同頻率下的PAE。如圖12所示，可知該平衡式功放在頻率為2.6 GHz時，PAE達到最大，在2.5～2.7 GHz的工作頻帶范圍內，該功率放大器都能獲得高于65%以上的功率附加效率，說明該功放具有200 MHz的高效率帶寬。

圖11 諧波抑制仿真結果Fig.11 Simulation results of harmonic suppression

圖12 PAE隨頻率變化曲線Fig.12 PAE versus frequency

為了驗證以上的分析設計，選用Rogers4305b為制作板材，介電常數為3.66，介質基板厚度為30 mil，微帶線銅箔厚度為1oz，進行PCB板的加工與調試，制作完成的實物如圖13所示，當前電路板尺寸為12.2 cm×9.4 cm。經實際測試，并將結果與仿真數據進行對比，對該平衡式功率放大器的部分性能進行分析。

圖13 平衡式逆F類功放實物圖Fig.13 Test board of balanced inverse class-F power amplifier

測試實際功放板的輸入輸出端駐波系數和增益平坦度，并與仿真數據進行對比，如圖14所示。圖14a中，駐波系數的實測結果比仿真數據有一定程度的惡化，但功放在2.6 GHz及其附近的頻率范圍內，同樣滿足小于2的要求，可知采用平衡式結構，可以很好地控制輸入和輸出端的駐波系數。圖14b顯示帶內增益平坦度為±0.63 dB。

圖14 輸入輸出端駐波系數和增益平坦度Fig.14 VSWR of input and output and gain flatness

當工作頻率為2.6 GHz，漏極供電為28 V，柵極供電為-3.2 V時，改變輸入射頻信號功率的大小，得到輸出功率、漏極效率和PAE的實測結果，如圖15所示?？芍@得的最大漏極效率為77.91%，最大PAE為72.16%，飽和輸出功率為42.32 dBm，此結果相較于仿真數據略有下降，但實測結果與仿真數據的變化趨勢保持了良好的一致性。仿真與實測結果表明，當輸入功率過大時，PAE、輸出功率不再隨之線性增加，表現出功率放大器非線性的特點。這是因為功放偏置在開關狀態，只有輸入信號達到一定值時，晶體管才會開啟，開啟之后，隨著輸入功率的增加，工作效率會不斷提升。但輸入信號功率過大，輸出功率將會出現壓縮，PAE也會隨之下降。

圖15 仿真實測結果對比圖Fig.15 Comparison of simulated and measured results

固定輸入信號頻率、功率和柵極的偏置電壓，掃描漏極供電電壓，記錄功放的輸出功率、工作效率和PAE，得到功放性能和漏極偏置電壓的測試關系曲線，如圖16所示。隨著漏極供電電壓的升高(16～34 V)，測試曲線變化趨勢與仿真結果基本一致，放大器的輸出功率也逐步上升，并一直保持高效的工作狀態。當漏極電壓在此范圍內時，功放的效率均大于75%，且輸出功率在37.02 dBm到42.32 dBm之間變化。實測結果略小于仿真結果，且稍有波動，這是由實際電路的基板介電常數、微帶線的尺寸、部分集總參數元件的精度以及實際焊接等不可控的因素造成的。

圖16 功放性能與漏極電壓的關系Fig.16 Relationship between drain voltage and power amplifier performance

同理，固定輸入信號頻率、功率和漏極的偏置電壓，掃描柵極供電電壓，得到功放性能和柵極供電電壓的關系曲線如圖17。從圖17中可以發現，柵極電壓的變化對功放的輸出功率影響不大，但當柵極電壓升高時，工作效率和PAE都隨之降低。

圖17 柵極電壓和功放性能的關系Fig.17 Relationship between gate voltage and power amplifier performance

圖18是在柵極供電電壓為-3.2 V，漏極供電為28 V，且輸入功率為31 dBm時，該功放在頻率在2.5～2.7 GHz的性能曲線。從圖18中可知，在200 MHz的頻率范圍內，輸出功率變化不大。此外，實測的漏極效率和PAE與2.6 GHz有一定的頻率偏移，這是由于制版和實際焊接過程中的誤差造成的。同時，在此頻率范圍內，PAE均在65%以上，這與圖12的仿真數據保持了很好的一致性，也進一步驗證了設計方法的正確性。

圖18 頻率和功放性能的關系Fig.18 Relationship between frequency and power amplifier performance

通過表1中與文獻[8]的數據對比分析可知，該設計在保持高效率性能的同時，由于采用平衡式結構，對功放的增益平坦度、輸入輸出駐波系數有很好的改善，功放的性能得到進一步的提升；與文獻[18]對比可知，以GaN HEMT為代表的第3代半導體工藝對提升功率放大器的效率有很大的作用。

表1 功放對比表Tab.1 Comparison of PA

4 結束語

本文使用ADS2015對電路進行仿真設計，并選用GaN HEMT器件CGH40010F晶體管和Rogers4350b板材實現了平衡式逆F類功率放大器的設計。在輸入輸出端使用3 dB分支線型耦合器對射頻信號進行分配及合成。此外，考慮了功率晶體管的寄生參數，輸出端結合諧波阻抗控制網絡，對2次和3次諧波分量進行控制，并在輸入端加入2次諧波抑制電路，進一步提高了功率放大器效率。偏置電路使用扇形微帶線代替短路電容，使電路結構更為緊湊。實測結果表明，當工作頻率為2.6 GHz時，飽和輸出功率42.32 dBm，最大漏極效率為77.91%，最大PAE為72.16%，同時，輸入輸出端駐波系數均滿足小于2的要求。