全橋拓撲同步整流和有源鉗位的電路設計

(杭州電子科技大學 新型電子器件與應用研究所，浙江 杭州 310018)

數字電源具有高效方便、靈活性好的優勢，隨著數字電源芯片的價格降低，數字電源將以其優越性逐漸取代模擬電源。其中UCD3138是TI推出的專用于開關電源控制的DSP芯片。本文設計的數字電源以UCD3138為主控芯片，實現對全橋的移相軟開關控制，同時控制次級的全橋整流和有源鉗位。全橋拓撲作為大功率電源的首選拓撲，在工程中應用得特別廣泛，具有電壓電流應力小的特點。對于全橋的移相軟開關技術，很多文獻[1-3]對此做過闡述,本文主要研究全橋的副邊部分，包括同步整流和有源鉗位電路，側重于提高全橋效率的設計。傳統的整流采用二極管搭建整流橋或全波整流，二極管有導通壓降，在低壓大功率的場合下帶來的功率損耗是不可接受的。而同步整流用MOSFET取代二極管，具有很低的導通阻抗，極大地提高了全橋效率。另外，全橋拓撲存在副邊整流管電壓振蕩和電壓尖峰的問題，降低了效率，提高了整流管應力，帶來電磁干擾等方面的問題。針對這一問題，研究者提出了很多改進電路，本文分析了各種方法的利弊，采用有源鉗位方式，充分利用諧振能量。最終搭建一臺1 kW的數字控制全橋樣機，采用移相軟開關，同步整流，有源鉗位電路進行試驗，取得預期效果，實現97%的全橋效率。

1 同步整流

同步整流是采用通態電阻極低的專用MOSFET來取代整流二極管以降低整流損耗的一項技術。由于不存在導通壓降，大大提高了變換器的效率，并且不存在由肖特基勢壘電壓而造成的死區電壓。用MOSFET作為整流管時，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱為同步整流。

同步整流有全橋整流、全波整流和倍流整流3種方式[4]。本設計的同步整流電路如圖1所示，由Qr1～Qr4 4個開關管組成，采用全橋整流，相比全波整流，多使用兩顆MOSFET，但整流管應力可以減少一半，更適合高壓輸出，變壓器次級也減少一半線圈，滯后臂可以利用輸出電感上的能量實現ZVS。相比倍流整流，全橋整流少用一顆較大的濾波電感，節約空間。

圖1 同步整流電路

實現全橋同步整流的關鍵是整流管的時序控制。圖1中，次級為上正下負時，Qr1&Qr4須導通，下負上正時，Qr2&Qr3須導通。整流管的開通時序與次級電壓有關，但是根據次級電壓驅動整流管是不可行的，因為移相全橋存在副邊占空比丟失，且丟失比例隨負載與輸入電壓變化而變化。已知次級電壓與初級開關管的開關時序有著固定的邏輯關系，在DSP的控制下，只要將控制初級開關管的信號調用到控制整流管的寄存器中，還可以加適當延時，得到整流管的精確驅動信號。同步整流的控制時序一般有兩種，第一種可以參考文獻[4]，在副級為正時僅開通Qr1&Qr4，次級為負時僅開通Qr2&Qr3，這種方案邏輯簡單，但會損失一部分效率，因為移相全橋存在副邊占空比丟失，此時次級電壓為零，整流管為續流階段，電流只能走已關斷的整流管的體二極管通過，效率損失較大。本設計采用第二種方案[5]，驅動時序如圖2所示，原理上模擬了二極管整流中二極管的開通關斷時序。Qr1&Qr4開通與Q4同步，關斷與Q1同步，Qr2&Qr3開通與Q3同步，關斷與Q2同步。

圖2 同步整流驅動時序圖

2 鉗位電路

2.1 鉗位的原因

圖3 諧振電路圖

圖4 諧振等效圖

2.2 鉗位的方法

整流管的鉗位有多種方法，例如RC法、RCD法、原邊鉗位法和有源鉗位法。

RC法[6]在每個整流MOS管上并聯電阻和電容，電容在整流管關斷時吸收儲存能量，開通時釋放能量并通過電阻消耗掉。該方案損耗了能量，效率低，在高電壓大功率中應用不切實際。RCD法[7]是由鉗位二極管、鉗位電容和電阻組成，原理是當整流管關斷時，鉗位電容通過二極管吸收整流管的諧振能量，當整流管開通后，電容通過電阻釋放能量，一部分在電阻上耗散，另一部分被負載利用。該方案可以將開關管應力鉗位在Vin/2N和Vin/N之間，一定程度上抑制振蕩尖峰，效率較RC法有所提高，但仍然不理想。只是抑制了尖峰電壓，卻無法消除振蕩，依然存在電磁干擾問題。原邊鉗位法在文獻[8]中詳細介紹。在全橋拓撲中，為實現滯后橋臂的ZVS，往往需要加入諧振電感，與整流管寄生電容諧振，從而加大整流管的振蕩尖峰。原邊鉗位就是在原邊增加兩個鉗位二極管，諧振時，二極管導通，將諧振電感短路，變壓器原邊電壓被鉗位在輸入電壓。需要強調的是原邊鉗位只是吸收了諧振電感的能量，卻無法避免變壓器漏感參與諧振，不能徹底解決振蕩尖峰的問題，另外，原邊鉗位僅是把諧振能量消耗在原邊環路中，不利于效率的提高。

2.3 有源鉗位原理分析

有源鉗位原理如圖5所示，在副邊增加了鉗位電容Cs、二極管Ds和PMOS開關管。當副邊建立電壓時，鉗位電容Cs與諧振電感產生諧振，從而吸收諧振能量，當整流管關閉時，鉗位MOS管導通，將鉗位電容吸收的能量釋放回負載。這一方案做到了徹底解決整流管DS級電壓振蕩和尖峰過高問題，全部利用了諧振能量，提高了電源效率，在高電壓大功率場合尤其適用。

圖5 有源鉗位原理圖鉗位

MOSFET使用PMOS也是從提高效率的角度考慮，若使用NMOS、Ds和NMOS體二極管形成電流環路，一部分電能在環路中損耗。圖6顯示了一個周期內有源鉗位的工作過程。

圖6 有源鉗位工作過程分析

關于移相全橋的工作過程在文獻[1]～文獻[3]中有詳述，本文僅分析與有源鉗位有關的t1～t5時刻。

t1～t2：初級電流順時針通過Q1，Q4，次級處于續流階段，鉗位電路不工作。

t2：初級電流達到濾波電感的反射電流。

t2～t3：初級電流大于濾波電感的反射電流，次級電壓上升，諧振電感開始與整流管寄生電容諧振。

t3：次級電壓達到鉗位電容電壓，鉗位二極管導通，次級被鉗位于Cs電壓值。

t3～t4：鉗位電容的電流減少，t4時刻為零并反向，鉗位MOSFET須提前開通。

t4：鉗位電容電流流向負載，與鉗位MOSFET形成回路。

t4～t5：鉗位電容釋放能量到負載到Q1關斷結束，鉗位MOSFET在副邊電壓下降時關斷。

在圖5中，Cs是與整流管并聯的大電容，其與原邊諧振電感的諧振頻率小于全橋的開關頻率[9]，故有

由此計算鉗位電容的取值。其中n為變壓器匝比，Lr為諧振電感感值，包括外加電感和變壓器漏感，Ts為開關周期時間。在電容參數和鉗位時序合適的情況下，整流管沒有尖峰電壓，整流管被鉗位在Cs的電壓。

2.4 有源鉗位PMOS時序分析

在副邊電壓建立后，鉗位電路才開始工作。與整流管時序控制同理，根據副邊電壓驅動MOSFET不可行，同樣根據原邊的驅動信號加適當延時獲得鉗位驅動。驅動時序如圖7所示。

圖7 鉗位PMOS時序圖

由圖7可知，Qs的開通是在Q1和Q2開通后延時Td，且Td大于最大的丟失占空比ΔDmax，小于最小占空比的一半[10]。在輸入電壓最低時，占空比丟失最大，輸入電壓最高時，占空比最小。滿載運行時，滯后時間符合下式：

式中，Dmin為原邊最小占空比。由此計算滯后時間。

3 結論與分析

用實驗樣機對結果進行驗證，圖8為去掉有源鉗位電路后測試的整流管應力，Ds尖峰電壓達到94.4 V，整流管存在過壓風險，圖中也能看出明顯的電壓振蕩。

圖8 無鉗位應力圖

圖9是加入鉗位電路后的整流管電壓，應力減小到46.9 V，無明顯振蕩現象，有源鉗位取得明顯的效果。

圖9 有鉗位應力圖

本設計從提高電源效率角度考慮，采用同步整流與有源鉗位，盡量減少損耗，充分利用電能。圖10是全橋效率測試結果，橫軸為負載，縱軸為效率，3條線分別是輸入電壓為40 V、48 V、60 V時的效率。本設計最高效率達到97%以上，實現全橋超高效率運行。

圖10 效率測試結果