一種帶有最大能量跟蹤的寬動態范圍射頻能量收集電路的設計

劉丹洋，閆 娜，閔 昊

(復旦大學 專用集成電路與系統國家重點實驗室，上海 201203)

射頻(Radio Frequency, RF)能量收集是一種新的電力能量獲取方式，通過天線收集空氣中的離散RF信號或者特定RF能量源發射的RF信號，然后利用整流器將正弦波RF信號轉換為穩定的直流電壓，從而為后續電路提供穩定能量.這種自我從環境中獲取RF能量供電的方式，可以突破傳統電池供電所造成的對設備體積、壽命、維護成本等因素的限制，極大地擴大了無線傳感器、射頻識別標簽以及嵌入式設備的功能，為以后的物聯網發展打下了基礎[1-2].

考慮到RF信號輻射對人體健康的影響，能量源發射功率根據協議受到限制，同時RF能量密度隨著輻射距離的增大而大幅度衰減[1]，因此工作在遠距離的RF能量收集電路得到的能量密度非常小.針對這一點，以往的RF能量收集研究主要是針對核心電路整流器進行設計，通過改進整流器電路架構，來提高整流器的靈敏度以及能量轉換效率(Power Conversion Efficiency, PCE)，以此確保RF能量收集電路可以在盡可能小的能量密度下仍然可以工作，擴展了其極限工作距離[3-7].

在實際應用當中，由于RF能量源發射功率不同，接收感應射頻能量的設備工作距離也不盡相同，導致輸入到RF能量收集電路的功率變化范圍特別大，因此需要RF能量收集不僅僅只在極限的工作距離能夠達到很高的PCE，也需要在極限距離以內的任意地方同樣能保持很高的PCE，這樣才能提高能量收集電路靈活性，使得電路在不同的地方均能夠從周圍射頻源中獲取更多的能量.然而，由于整流器本身受到閾值電壓和反向漏電的影響，還有整流器與天線失配的影響，RF能量收集電路往往只能在特定情況進行優化達到最高PCE，而在其他情況PCE迅速下降，這便導致能量收集電路高效率動態范圍非常小，無法滿足設計需求.由此，有研究人員的論文通過學習太陽能收集研究，加入輔助控制回路，進行最大能量跟蹤，來解決該問題[8-10].

本文同樣沿用太陽能收集加入輔助控制環路提升適應性的研究思路針對上述不靈活問題提出了一種用于RF能量收集電路的最大能量跟蹤方法，通過采樣存儲不同整流器級數的輸出電流進行比對，選取在當前輸入功率下的最優整流器級數進行最大能量點跟蹤.測試結果表明： 所設計的RF能量收集電路可以在保持較高的靈敏度下，在較寬輸入功率動態變化范圍均能達到很高的PCE.

1 RF能量收集的介紹

1.1 RF能量收集思路的框架

圖1展示了RF能量收集電路的基本框架以及能量傳遞路徑.RF能量源通過天線發射RF能量，之后發射的RF能量以電磁波形式輻射一定的距離后，由RF能量收集電路的天線得以感應接收，接著電路通過匹配網絡將收集到的能量盡可能地傳入到后面的整流器電路中，最后通過整流器電路將周期性的電磁波信號轉換成一個穩定的直流電壓，為后面的負載電路提供電力能量.

圖1 RF能量收集電路的能量傳輸路徑Fig.1 The energy transmission path of the RF energy harvester

根據Friss能量傳輸公式，RF能量收集電路從天線中獲取的輸入功率Pin可以表示為:

(1)

其中:Psource是能量發射功率；Gs是能量發射源天線增益；Gr是RF能量收集電路的天線增益；λ是接收信號的波長；d是能量源與能量收集電路的距離.在實際應用中，能量發射功率Psource以及工作距離d均會發生不同的變化，所以輸入到RF能量收集電路的功率Pin也不相同.

評估RF能量收集電路的性能主要需要考慮PCE.在RF能量收集的能量傳輸路徑中，能量傳遞需要通過匹配網絡和整流器兩部分，才能將接收到的RF能量轉換為穩定的直流電壓為負載供電，由此RF能量收集電路的能量轉換效率ηPCE可以表示為:

(2)

其中:Pload是負載輸出功率；Pin是天線獲取的輸入功率；Prec是整流器獲得的功率；ηmatching是匹配網絡轉換效率；ηrectifier是整流器能量轉換效率.式(2)表明： RF能量收集的PCE主要跟匹配網絡和整流器兩部分有關，提升這兩部分的效率均可以提高電路的整體PCE.

1.2 RF能量收集電路的效率分析

圖2 RF能量收集等效模型電路圖Fig.2 The equivalent circuit of the RF energy harvester

為了方便解釋和分析RF能量收集電路的匹配網絡效率，將RF能量收集電路簡化為一個天線等效模型和整流器等效模型，如圖2所示.其中:Va為天線上的感應電壓；Vrec為整流器輸入電壓；Vout為輸出電壓；Rant和Lant分別為天線等效電阻和等效電感；Rrec和Crec分別為整流器等效電阻和等效電容；Rload和Cload分別為負載等效電阻和等效電容.

可以得到天線感應的電壓Va與輸入功率Pin關系:

(3)

傳輸至整流器的射頻功率Prec可以表示為:

(4)

當天線阻抗和整流器阻抗滿足共軛匹配時，整流器獲得最大輸入功率:

(5)

用Prec，max歸一化Pin，得到匹配效率:

(6)

當設計好天線后，天線的等效電阻Rant和等效電感Lant得以確定，針對特定輸入功率，仔細設計整流器的等效電阻Rrec和等效電容Crec，可以使天線阻抗與整流器阻抗共軛匹配，進而確保收集到的RF能量完全傳遞給整流器，來提高匹配效率ηmatching.但是實際整流器是一個非線性電路，在輸入功率發生變化時，整流器的工作區域從亞閾值區域轉變為飽和區，其等效阻抗也會發生一定的變化，導致與天線阻抗失配，進而減少了匹配效率ηmatching.

此外，整流器能量轉換效率同樣在不同輸入功率下也會發生變化，在不同輸入功率下需要擇中閾值電壓以及反向漏電影響.在低輸入功率的情況下，輸入到整流器的輸入信號小于或接近于整流器閾值電壓，導致需要采用新的整流器結構來克服閾值電壓對輸出功率的不利影響，從而提高整流器的PCE.然而在整流器輸入電壓不斷增大后，克服閾值電壓影響的電路仍然在工作，這時反向漏電反而會增大，導致該部分減少的效率抵消了克服閾值電壓對效率的提升，從而降低了整流器能量轉換效率ηrectifier.

由于以上兩點因素，傳統RF能量收集電路同時受到匹配效率和整流器效率兩者的影響，無法獲得較寬的高效率動態范圍，不能使得電路在寬輸入功率范圍均能夠保持高的能量轉換效率.

2 級數調控整流器的研究與設計

2.1 級數調整方法原理介紹

在整流器設計當中，整流器可以采用級聯的方式，實現倍壓整流的功能，在輸入信號較小的時候，可以將輸入信號多倍放大輸出，得到一個大的直流電壓.

根據文獻[11]，多級級聯整流器輸出電壓Vout可以表示為:

(7)

等效電導Grec和等效電容Crec分別表示為:

(8)

(9)

其中:Vout為輸出電壓；Pin為輸入功率；Gant表示天線等效電導；GlossN和GlossFIX分別表示整流器跟隨級數變化的等效電導和固定電導；Iload表示負載電流；n，VT，α，χ，Is均為二極管參數；Cc和Cpara分別為整流器耦合電容以及二極管寄生電容；f為輸入信號頻率.

根據上述分析可以看出，輸出電壓Vout、整流器等效電導Grec以及等效電容Crec均與整流器級數N有關.因此RF能量收集系統采用不同級數的整流器有如下好處: 1) 在輸入功率Pin較小且負載電流Iload較小的情況下，根據式(7)可以知道，此時公式中的正值部分占主導地位，Vout與N成正比例關系，所以能量收集電路可以通過增加整流級數的方法來提高輸出電壓，從而提高電路的靈敏度；2) 在輸入功率Pin較大的情況，由于輸入功率的增大，供給負載的電流Iload也會增大，所以式(7)的負值部分帶來的損耗開始顯現，反而降低了級數提升帶來的優勢，所以可以減少整流器級數平衡兩者的優勢；3) 根據式(8)和式(9)，當輸入功率Pin增大時，整流器等效電導Grec也隨之增大，而等效電容Crec中的Ccp也會隨著晶體管工作區域從亞閾值區域進入到飽和區而增大，進而導致Crec增大，因此整流器的等效阻抗會隨著輸入功率的增大而發生變化.為了彌補該影響，同樣可以采用減小整流器級數的方法進行遏制，讓電路在寬輸入功率變化范圍內可以保持高的匹配效率.

結合以上三點考慮，在本文中，我們提出了一種級數調整的最大能量跟蹤方法，如圖3所示.在基本的RF能量收集電路框架上，加入了級數控制環路，自動檢測3～5級整流器的輸出電流，并進行比較，然后通過級數控制環路進行相應調整，以求達到最大能量跟蹤，從而擴展RF能量收集電路的高效率動態范圍.

圖3 本文所提出的RF能量收集電路框圖Fig.3 The block diagram of the proposed RF energy harvester

2.2 射頻能量收集電路設計

本文所提出的RF能量收集電路具體細節如圖4所示.該能量收集電路加入輸出能量采樣電路和級數控制環路，采樣對比3～5級不同級數的整流器輸出到電子負載的電流，在不同輸入功率情況下，通過環路選擇最佳級數，使得輸出到電子負載的能量最大，從而進行不同輸入功率下的高能量轉換效率調控.

圖4 帶有級數控制環路的RF能量收集電路圖Fig.4 The whole system circuit of RF energy harvester with stage control circuit

整體電路包括5部分: 可配置整流器、輸出能量采樣電路、級數控制環路、匹配網絡、負載電路.可配置整流器、輸出能量采樣電路以及級數控制環路為芯片內部模塊；匹配網絡和負載電路為芯片外部模塊.

可配置整流器為RF能量收集電路的核心模塊，包括5個級聯的整流器，并且分為兩個部分.前2級整流器均為B類整流器架構，后3級為A類整流器架構.系統通過級數控制環路輸出控制信號N1，N2，G1，G2來調整前2級整流器是否接入到工作鏈路中，由此實現3～5級整流器的配置.2種整流器電路架構如圖5所示.

圖5 可配置整流器組中的不同整流器架構Fig.5 The circuit of different rectifiers on the configurable rectifier

A類整流器為一種簡化后的效率增強型動態整流器[12]，相比于傳統的動態整流器[6]，該整流器加入了一個未帶有負載的動態整流器作為輔助整流器，為主支路的動態整流器結構中MN1、MN2、MP1、MP2提供更高的過驅動電壓，進而提高了整流器的靈敏度，并且擴寬了高效率范圍.B類整流器是基于A整流器電路改進的受控型整流器，在射頻信號的輸入端RF+/RF-與耦合電容CC之間加入了NMOS晶體管MS1～MS6作為控制開關，在后面的環路中，狀態機可以通過調整控制信號N來選擇MS1～MS6的導通與否，進而調控是否使用該整流器級數.同時，在B類整流器的輸出端，加一個NMOS晶體管MG作為控制開關，通過調整控制信號G來確保在不使用該級整流器時，將其輸出端下拉到0 V，作為新整流器的輸入地，減少受控型整流器不完全關閉而導致整體效率降低的影響.由于受控制的整流器級數為2級，所以控制信號包括N1，N2和G1，G2，具體控制方式如表1所示.

表1 3～5級數整流器控制信號

級數控制環路負責通過比較各個級數的輸出功率采樣信息進行比較，并在之后通過狀態機(Finite State Machine, FSM)進行相應的級數調控.因為每次只有一種級數的整流器在工作，所以為了對比3種不同級數的整流器效率，控制環路采用分時采樣的方法，用一個電容C1(C2)存儲當前整流器輸出功率信息，然后改變整流器級數，在下一個采樣時間采用另外一個電容C2(C1)存儲改變級數后的整流器輸出功率，通過2個電容C1/C2獲取了級數改變前和級數改變后的輸出功率信息，然后進行對比來完成2個不同級數整流器的輸出功率對比，從而獲得能量轉換效率的對比.基于該采樣思路，級數調控電路的控制調整邏輯如圖6所示.

圖6 級數調控流程Fig.6 The flow for stage control

當復位信號CLR有效時，RF能量收集電路將進行初始狀態設置，將整流器級數調整為5級，并且按調整順序依次將整流器從5級調整到3級，之后通過電容C1/C2存儲不同級數整流器采樣電壓(V5stage，V4stage，V3stage)，再使用比較器COM比較采樣電壓得到調整信息，最后狀態機根據調整信息輸出進行相應的級數調整信號.如果V5stage大于V4stage，則將整流器級數重新調整回5級，確定5級整流器PCE最高，并且維持5級狀態直到下一次復位，反之，則將整流器級數改變到3級，并且比較V4stage與V3stage，如果V4stage較大，則級數調整回4級并且維持直到下一次復位；否則，則保持3級狀態.通過這樣的級數調控，級數控制環路完成了不同級數輸出能量的對比，并能夠獲取最佳級數，得到最大輸出能量的跟蹤.

3 電路實現與測試

3.1 射頻能量芯片介紹

圖7 芯片顯微鏡照Fig.7 The chip micrograph

所提出的RF能量收集電路在SMIC 55nm CMOS工藝下進行了流片，芯片照片如圖7所示，其中核心電路面積為500μm×150μm，整體面積為975μm×800μm.在實際測試中，芯片通過FR4 PCB板上的π型匹配網絡，將輸入信號端與芯片射頻端進行連接.仿真與測試得到連接線損耗與PCB寄生損耗一共為2dB.后面的測試結果是將去除連接損耗，計算進入到芯片的實際能量進行靈敏度和能量轉換效率.

3.2 能量轉換效率測試

為了對比不同級數整流器以及所提出整流器在不同輸入功率下的PCE，并模擬大負載電容輸出電壓長時間穩定的情況，采用調節負載電阻的方法，保證輸出電壓Vout穩定在2V.RF能量收集電路的能量轉換效率ηPCE可以表示為:

(9)

圖8展示了工作在915MHz下，不同級數整流器以及本文所提出的整流器在不同輸入功率下的能量轉換效率的測試結果.從圖8可以看出，該RF能量收集電路通過跟蹤不同級數整流器的輸出功率，選取最佳級數，結合不同級數的優勢，在不同輸入功率下均獲得較高的能量轉換效率.相比于5級整流器，最優級數整流器將最高能量轉換效率從46.5%@-10dBm提高到了61.4%@-5dBm.與此同時，為了與其他文章的性能進行對比，在本文中，我們定義能量轉換效率衰減到最高能量轉換效率50%的輸入功率范圍定義為高能效動態范圍.從圖9中可以看出，該RF能量收集系統的高能效功率范圍為30%以上能量轉換效率的輸入功率范圍，即從-14dBm到5dBm，一共擴展到了19dB.

圖8 在不同輸入功率下的PCEFig.8 The PCE at different input power

圖9 所提整流器在電容負載下的輸出電壓Fig.9 The output voltage of the proposed rectifier with a capacitor loading

3.3 靈敏度測試

為了方便對比現有工藝的其他整流器性能，我們對靈敏度也同時進行了測試.可以從圖9看出，在915MHz輸入頻率測試條件下，當負載為電容時，所設計的電路在輸入功率為-20dBm時，可以獲得1V的輸出電壓；在輸入功率為-16.3dBm時，可以獲得2V的輸出電壓.

3.4 性能對比

表2總結了本文所設計的RF能量收集電路的性能，并將其與近年來的國際先進水平進行了對比.由表2可見，本文設計的RF能量收集系統具有最大的最高能量轉換效率和最寬的高效率動態范圍.

表2 RF能量收集電路的性能總結

注：*表示能量轉換效率高于最高能量轉換效率50%的輸入功率范圍；**表示從所在文獻測試圖中獲得.

4 結 語

針對傳統RF能量收集電路無法在較寬的輸入功率變化范圍內均保持高效的問題，本文提出了一種最大能量跟蹤方法，通過輔助電路控制整流器級數，在3級、4級和5級整流器中自動選取最優的級數，使得在不同輸入功率下，RF能量收集電路均可以獲得較高的能量轉換效率，以此擴展RF能量收集電路的高效率動態范圍.

測試結果表明，所設計的RF能量收集電路通過級數調整的方法，將最高能量轉換效率從46.9%提高到61.4%，并且將高于最高能量轉換效率50%的高效率動態范圍擴展到19dB.與此同時，該電路仍然保持了較高的靈敏度，可以在驅動純電容負載情況下，可以在-16.3dBm輸入功率下，獲得2V的輸出電壓.