基于串級結構控制的新型雙向DC/DC變換器

白力銘，穆泳鑫，劉德君

(1.北華大學電氣與信息工程學院，吉林 吉林 132021；2.北華大學工程訓練中心，吉林 吉林 132021)

近年來，隨著工業化進程的加快，世界石油資源變得越發緊張，環境問題日益突出.新能源技術革新可以有效緩解環境壓力[1-2]，在燃料電池電動汽車、航空航天器、大功率變電裝置等方面已經取得了不少成果.對于新能源技術的應用，電能的傳輸效率是關鍵性問題，其重點在于提升整個動力系統電能傳輸的效率、穩定性和安全性[3-5].雙向DC/DC變換器(Bidirectional DC/DC Converter，BDC)是不停電系統、風力發電、電動汽車等電能傳輸原動力系統的核心部件之一[6]，也是儲能裝置與用電設備之間的連接橋梁，是新能源發展的重要方向之一[7-8].文獻[9]提出了一種用于電動汽車交錯并聯的雙向DC/DC變換器，該變換器低壓側采用倍流的方式提高電池電流的充、放電速度，但是電路缺少電氣隔離結構，發生故障時容易破壞電路.文獻[10]提出了一種雙向反激電路，雖然可以提高電路的功率密度，但不存在軟開關，開關應力大，開關管損耗較大.文獻[11]提出了一種在高電壓場合使用的全橋推挽式結構雙向DC/DC變換器，實現了恒壓充電和恒壓放電，但也沒有軟開關，開關應力較大、壽命降低.文獻[12]提出了一種混合式隔離結構雙向DC/DC變換器，該電路開關損耗小、效率高、成本低，但電路結構較為復雜，建立數學模型較為困難.本文結合文獻[13]與雙向控制策略，提出一種Back/Boost高頻隔離型雙半橋直流雙向變換器，利用兩級電路的升壓特點提高電壓變比和功率傳輸密度，利用變壓器漏感與開關管寄生電容諧振形成軟開關，實現開關管的ZVS和ZCS，降低了開關損耗.用串級控制的方法分別設計了PID滑模變控制器與PI控制器，以提高系統的魯棒性和動態響應.通過MATLAB仿真驗證所提出電路的優越性和可行性.

1 電路分析

新型雙向DC/DC變換器見圖1.該變換器由兩部分構成：第一級電路為Back/Boost穩壓電路；第二級電路為高頻雙半橋隔離電路.圖1中VL為低壓側電壓；VH為高壓側電壓；L1、L2、Lr為第一級電路的電感、第二級電路的電感和變壓器漏感；iL1、iL2、ip分別是第一級電路的電感電流、第二電路的電感電流和變壓器漏感電流；Cr2～Cr5為諧振電容；VC1為C1兩端電壓；Vp、Vs為變壓器兩端的電壓降.L1、VT0、C1構成一次側的升壓電路，L1與C1并聯形成諧振電路，避免了開關管VT0承受較高的尖峰電壓，減小了開關器件的開關應力.L2、Cr2～Cr5、Lr、VT2～VT5構成了二次側的高頻雙半橋電路，同時變壓器漏感Lr與Cr2～Cr5發生諧振，利用諧振實現了VT2～VT5的ZVS和ZCS，減少了開關管VT2～VT5的開關應力，增加了開關管的壽命.

2 數學模型建立及控制器設計

2.1 第一級電路設計

由于系統具有對稱性，因此，僅分析升壓過程.為了使第一級系統能夠快速響應、恒壓輸出，電路采用PID滑模變結構控制，見圖2.圖2中，iC1為C1流過的電流；VC1為C1兩端電壓；Vrel為參考電壓.

內環采用滑模變結構控制方式，用來保證電容電流跟蹤基準電流值，保持輸出電壓恒定；外環輸出與基準電壓偏差作為內環滑模變結構控制的電流基準，外環PI控制使系統在負載變化時能夠保持輸出電壓穩定.

1)在升壓模式下，將第二級電路假設為負載R0，開關管VT0導通與關斷的時間為T.當開關管VT0導通時，二極管陽極接通VL負極承受反向電壓截止，電容C1放電，蓄電池電壓VL全部加到電感L1兩端，在該電感電流下電流iL1線性增長，儲存的磁場能量逐漸增加，在0

(1)

2)當VT0截止時，iL1經二極管D1流向C1側，電感L1中的磁場將改變L1兩端電壓極性，以保持iL1不變，電源與電感釋放的電能同時給C1充能，C1側電壓VC1仍然是上正下負.當電感上的電壓VL-VC1<0時，電感電流iL1線性減小.在dt

(2)

用u=0或1代替開關的導通和關斷，聯立(1)和(2)可得到滑模變結構數學模型

(3)

所使用的控制變量

(4)

式中：x1、x2和x3分別為電壓誤差、電壓誤差導數和電壓誤差積分；Vrel為參考電壓；β為電壓反饋系數，在理想情況下通常β=1.

選擇滑模切換面

S=α1x1+α2x2+α3x3

，

(6)

控制函數

(7)

2.2 第二級電路設計

在設計第二級電路時，假設第一級電路是第二級電路電源的內阻RS.采用PID控制方式，將電容C6兩端電壓的實際值V45與第二級電路參考電壓V′rel的偏差作為輸入信號，經PI控制器和限幅環節，得到移相角φ.當電壓偏離目標值時，改變移相角，從而改變變換器的輸出功率和電壓，使之達到負載側的功率需求.二級電路控制結構見圖3.

第二級電路整個運行過程可以簡化為4個不同模式的等效電路[14].第二級電路的平均狀態數學模型

(8)

(9)

3 系統仿真驗證

由于篇幅有限，本文僅研究升壓模式下的系統.圖4為開關管VT2～VT5的ZVS、ZCS波形.由圖4可知，當系統正常運行時，開關管在導通、關斷的瞬間能夠實現軟開關，可以達到降低開關損耗的目的.

圖5為正常運行和負載突然減小時系統的波形.圖5 a為升壓過程中第一級電路正常運行時VC1、iC1、PWM值，圖5 b為t=0.01 s時，負載突然減小后系統的VC1、iC1、PWM值.由圖5可知：當系統正常運行時，第一級電路可以穩定輸出60 V的電壓和6 A的電流值；當系統負載突然降低為一半時，控制器可以快速響應，保持電壓不變而電流增加到12 A.由此證明，系統具有很好的響應能力和抗干擾能力.

第二級電路升壓過程中，通過第一級給定的電壓進行二次升壓，變壓器兩側漏感電壓、電感電流、漏感電流Vp、Vs、iL2、ip的波形見圖6 a，C6兩端電壓V45與負載電流的波形見圖6 b.由圖6 a可知：當變壓器一次側漏感電壓Vp超前Vs一個相位角φ時，功率傳輸方向為正向傳輸;當漏感電壓Vp滯后Vs一個相位角φ時，可以改變功率的傳輸方向為反方向.由圖6 b可知：系統在高壓側可以輸出120 V的恒定電壓值.

4 結 論

本文提出了一種基于Back/Boost變換器與雙半橋隔離變換器組合而成的新型拓撲結構，適用于新能源供電、新能源汽車等大功率、電壓大變比場合.利用LC諧振實現了開關管的軟開關，解決了開關應力大、損耗大的問題；采用串級結構控制策略，對系統參數攝動不敏感，當負載突然變化時，系統可以快速達到穩定，提高了系統的抗干擾能力和魯棒性.二次抬高電壓時，變換器從低壓側20 V升壓到120 V，穩定輸出功率為480 W，解決了系統電壓變化小、傳輸功率密度低的問題.本文控制器的設計略微復雜，未來可以采用更加高效、簡單的控制器.