一種LCC 諧振變換器的行波管陣列交流燈絲電源?

高彧博 李 群 程 立 謝章貴

（中國船舶重工集團公司第七二三研究所 揚州 225001）

1 引言

在電子對抗中，由寬帶行波管放大鏈組成的陣列發射機因其有效輻射功率大，波束切換迅速，多目標干擾能力強而廣泛應用。其中行波管由于幅相一致性的要求，對多只行波管的陰極電壓一致性要求很高（陰極電壓1V 將會影響相位偏移2°～4°），一般采用多管集中供電模式解決電壓一致性問題，行波管燈絲電源懸浮在陰極高壓電源上，因而需要為陣列發射機提供多路相對穩定且滿足高壓隔離要求的燈絲電源。燈絲直流供電方案需要多組次級整流濾波電路，電源的體積、散熱及隔離傳輸等難以滿足；在傳統設備中，行波管陣列發射機燈絲電源為400Hz 中頻機組或逆變電源直接逆變后經中頻高壓隔離變壓器送至行波管高壓側供電。使用中頻交流做燈絲供電時，體積大，穩定度不高，而且前級輸入必須使用輸出電壓穩定的中頻機組或者逆變電源供電，限制了設備的用電環境。

目前中頻和工頻逆變技術已經較為成熟，但是通過SPWM調制產生的正弦波輸出頻率仍較低，不能滿足該高頻正弦波電源的輸出要求［1～3］。行波管燈絲電源要求對燈絲提供穩定的熱功率，燈絲穩定工作時呈純阻性，根據這種負載特性，本文中電源設計為前級使用單端反激式高頻開關電源預穩壓，穩壓后再經過高頻諧振逆變產生高頻正弦波，再通過高頻隔離變壓器到次級供給多路懸浮在高壓側的行波管燈絲。諧振逆變技術的使用，可減小電源的諧波分量對相位的影響［4］。

該電源分兩級變換器:第一級單端反激式變換器預穩壓并根據燈絲電壓取樣反饋進行調整，可以保證輸出燈絲的穩定度；第二級全橋LCC定頻定寬的開環諧振變換器，工作在ZVSZCS 情況下，為軟開關變換器，大幅減小了高頻情況下的開關損耗［5～7］，由于該拓撲開環增益的穩定性，確保了電源輸出的恒壓源特性和較小內阻，可以迅速響應各種負載情況。

2 電路結構

LCC（電感L 電容C 電容C）諧振式高頻正弦波電源，為行波管燈絲負載產生高頻正弦波電源，包括輸入整流部分、單端反激式預穩壓部分、全橋開關電路部分、LCC諧振變換器部分、變壓器部分、電壓取樣反饋部分，其連接關系如圖1所示。

圖1 高頻交流正弦波燈絲電源的組成

圖1 中輸入整流部分將輸入的交流供電整流濾波為后級的單端反激式預穩壓部分提供直流電壓源；單端反激式預穩壓部分將輸入整流部分提供的直流電壓源變換成后級全橋開關所需要的直流電壓源，隨電壓取樣部分的反饋對輸出的直流電壓進行調節，保證輸出良好的幅度穩定性；全橋開關電路部分將前級產生的直流電源進行高頻斬波，產生一個定頻定寬的準方波電壓源，頻率由開關電源控制芯片確定，控制芯片輸出定頻的全脈寬驅動電壓，并由驅動芯片驅動隔離變壓器再最終驅動開關管；LCC諧振變換部分通過諧振槽路一個諧振電感值兩個諧振電容值的參數調節，使得并聯的諧振電容兩端輸出幅度穩定、頻率穩定、THD 小的正弦波電壓；變壓器初級接LCC 諧振槽路的并聯電容，次級為多組輸出，直接接行波管燈絲，并輸出一組次級用于電壓取樣反饋；電壓取樣部分對電壓取樣反饋輔助繞組的交流電壓進行整流濾波后送給前級單端反激電路完成反饋。

3 電路設計

本文重點研究了LCC 諧振高頻正弦波的電路原理，對于前級單端反激式預穩壓部分的設計與其他單端反激式變換器基本相同，只是穩壓反饋是由最終末級輸出的高頻正弦波作整流濾波后作電壓取樣，所以本文對單端反激式變換器的電路設計不作介紹，可參考文獻［8］。

分析LCC諧振拓撲時，將前級的單端反激式預穩壓部分和全橋變換器部分產生輸出的電壓等效為方波（占空比50%，忽略死區時間），如圖2 所示Vs，圖中變壓器T 為1∶1 變壓器，根據該模型進行電路分析，輸入電壓為Us（方波，在本設計中由全橋開關電路部分產生），輸出負載為Ro，輸出電壓為Uo，諧振電感電容如圖所示分別為Lr、Cr，并聯在變壓器T初級的電容為Ce。

圖2 電路拓撲分析原理示意圖

4 電路仿真

在saber 軟件中建立如圖2 所示的原理圖進行仿真驗證。根據前面理論推導的結果可知選擇k=1，n=1可以獲得良好的負載調制率和小的THD［9～10］。對電路進行特值分析，開關頻率fs選擇50kHz，Lr選擇20uH，Cr選擇0.51uF，Ce選擇0.51uF，變壓器T 匝比設置為1∶1。

通過LCC諧振變換器實現了晶體管的ZVSZCS軟開關，軟開關仿真波形圖如圖6所示。

圖中n_3 為變壓器電壓波形，n_2 為開關斬波電壓波形，行波管燈絲負載為純阻性負載，因此變壓器電流波形也為與n_3 同相位的正弦波，從圖3可以看出諧振變換器的全橋開關轉換時電壓電流剛好過零，同時實現了ZVS和ZCS。

圖3 LCC諧振變換器ZVSZCS軟開關波形

圖4 仿真計算輸出的正弦波電源FFT分析

圖4 是仿真計算輸出正弦波電源的FFT 分析，從圖6 中可以看到三次諧波比基波小27.9dB，五次諧波比基波小43.5dB?？捎嬎憧偟腡HD 約萬分之一。理論計算和仿真得到的THD 有些許不同，這是因為理論計算的方波是理想方波，所包含的諧波分量較大，而仿真中的方波更接近工程實際中的波形，具有10ns 的上升沿和下降沿，所包含的諧波分量較小，故而仿真得到的THD 比理論計算的THD小許多，且更具實際參考意義。

圖5 仿真計算出的電壓輸出波形與標準正弦波比較

圖5 是通過saber 軟件電路仿真計算出的電壓輸出波形與標準正弦波比較?？梢钥闯鰣D中的標準正弦波與本發明設計的正弦波輸出幾乎吻合，更形象地說明了所設計的正弦波電源具有小的波形失真度。

圖6 為使用的saber 軟件中的可變電阻對LCC電路的負載響應能力進行了仿真驗證，得到結果如下:負載由滿載時的20Ω變成半載的40Ω再變成80Ω，最后變成幾乎空載的5kΩ，輸出正弦波的幅度隨著負載變化的情況，從滿載時的16.455V 變化成空載的16.511V，電源由滿載變為空載時，電壓超調小于4%。這說明了LCCR 電路具備良好的負載響應能力，在全開環情況下即可達到電壓空滿載超調小于4%。

圖6 LCC開環負載響應波形

5 樣機測試

應用LCC 諧振式高頻電路結構按圖1 的結構完成了行波管陣列發射機燈絲電源的設計。該電源初樣的預穩壓部分選擇單端反激式電源進行設計；全橋LCC 諧振變換器中選擇UC1895 作為定頻全橋輸出的控制芯片，選擇IR2110 作為驅動芯片，可以滿足20kHz 到500kHz 的全橋變換器的控制驅動要求。高頻隔離變壓器輸出有專用于保護取樣的繞組，與行波管燈絲穩態電阻相同，可以保證負載最小時也可以達到滿載時的1/9，保證了輸出電壓幅度的穩定和小的THD 值，即可保證行波管燈絲加熱電壓的穩定度。同時，變壓器的九個繞組均勻繞制和相同負載也保證了多路輸出的一致性，可以供給8只行波管燈絲高頻正弦波電源。

圖7 高頻正弦波的多波束燈絲電源樣機輸出波形

圖7 為高頻正弦波的多波束燈絲電源實測輸出電源波形，可以看出輸出波形接近純正弦波。

圖8 樣機輸出電壓頻譜（FFT分析）

圖8 為其輸出電壓作FFT 分析所看到的電壓頻譜，可以看出基波電壓大于最大畸變諧波的20倍，則單次最大畸變量小于2.5‰，據此可估算樣機輸出波形的THD約5‰，電源樣機的THD比理論分析和仿真驗證的要略大，這是因為樣機研制中工藝上精確控制電感量、電容值以及開關頻率的成本太高，所以難以做到理想狀態。

6 結語

文章通過軟件仿真驗證、試驗樣機測試，確定了一種基于高頻正弦波諧振技術的行波管陣列發射機燈絲電源。該電源末級的全橋LCC 諧振式變換器為定頻定寬的開環變換器，可以看作一個固定比率隔離式DC-AC 變壓器，可以保證低的輸出阻抗實現快速瞬態響應，全橋LCC諧振式變換器工作處于ZVSZCS狀態，保證了高轉換效率。