P波段寬帶偵察接收機的設計

胡曉文

(中國電子科技集團公司第三十八研究所，安徽 合肥 230088)

0 引 言

P波段信號因具有超強的穿透性，被廣泛應用于遙測通信中。該波段不屬于國際標準頻段，遙測信號的工作頻率多變，且存在多目標的情況，為了獲得較高的截獲概率，要求偵察接收機在頻域上寬開。P波段充滿著大量的電視廣播信號、通信信號、雷達信號以及各種干擾信號，有效地抑制這些干擾，在復雜電磁環境下檢測目標，成為寬帶偵察接收機設計需要著重考慮的問題。

對于復雜電磁環境，增強偵察接收機的適應能力，無非就是2種方法:一為空域抑制,二為頻域抑制?？沼蛞种剖抢酶蓴_信號和偵收信號的波達角不同，基于波束形成算法來實現空域濾波；頻域抑制利用干擾信號和偵收信號的頻率不同，基于頻域選擇特性來抑制強干擾，寬帶偵察接收機需要重點考慮頻域抑制的問題，才能提高接收機在復雜電磁環境中的適應性，增強生命力。

本文分析了復雜電磁環境的情況，基于頻域抑制方式，提出了一種梳齒濾波的方案，提高了偵察接收機適應復雜電磁環境的能力。

1 偵察接收機的結構選擇

接收機大致可分為超外差式接收機和直接數字式接收機兩大類。

超外差接收機通過一次或多次變頻，將射頻信號的頻譜搬移到中頻，中頻頻率較低，對模數轉換器件要求低，便于信號數字化，且中頻濾波器的選擇性較好，易于工程實現，因此，超外差接收機成為傳統經典的接收機模式。其缺點是混頻環節易產生交調頻率，成為虛假信號，污染信號頻譜。對于超寬帶接收機，選擇合適的變頻窗口變得十分困難，信號頻譜質量的惡化程度更加嚴重，有時甚至無法正常工作。

直接數字式接收機，信號經低噪聲放大和濾波之后，直接進入模數轉換，后續的處理都在數字域完成，避免了變頻環節帶來的各種干擾問題，并且架構簡潔，體積和可靠性將大大提高，直接數字式接收機是未來接收機發展的方向。

數字式接收機，對模數轉換器(ADC)的采樣率和位數要求較高，隨著電子技術的飛速發展，高性能器件發展很快，采樣時鐘2 GHz左右的ADC國產器件已經十分成熟，其性能和價格都已經適合批量工程應用。

該偵察接收機工作在200～700 MHz范圍，選用采樣時鐘2 GHz的ADC器件，可以實現數字直采，所以P波段寬帶偵察接收機采用數字直接式結構。

2 偵察接收機的方案選擇

偵察接收機的工作頻率為200～700 MHz，寬帶偵收。數字直采原理上可以解決超寬帶問題，避免超外差接收機的各種缺點?？紤]到P波段電磁環境的復雜性，數字式接收機設計需要重點考慮抗干擾問題，使接收機能夠適應復雜電磁環境。

P波段空間電磁信號極其復雜，調頻廣播信號分布在70～110 MHz的米波波段，電視信號分布在45～450 MHz和470～960 MHz頻段，我國現行的手機基站信號分布在870～890 MHz，其間還分布著大量的通信電臺信號。即使廣播信號和手機基站信號不在偵收頻段內，但是離工作頻率的上下頻段較近，而系統是500 MHz的瞬時帶寬，廣播和手機基站站點分布較廣，靈活機動，每個陣地的電磁環境各不相同，所以廣播信號和手機基站信號的干擾也不可忽視。

4種直接數字式接收機的方案如圖1所示，下面分別說明4種方案的工作原理。

圖1 4種直接數字式接收機的方案示意圖

對于帶外強干擾，傳統的頻域抑制方法使用預選濾波器抑制帶外強干擾。方案1最為簡潔，信號經過預選濾波器、低噪聲放大后，進行模數轉換。預選濾波器可以抑制遠離偵收信號頻帶外的干擾，若通帶內或離通帶較近處有較強的信號，將影響接收機的正常工作。該方案截獲帶寬500 MHz，方案簡潔，設備量少，成本低;但適應復雜電磁環境的能力差，在P波段的惡劣環境下，幾乎不能正常工作。

方案2同樣用預選濾波器抑制帶外的干擾信號，低噪聲放大器之后，針對已知的、幅度超出接收機動態范圍的干擾信號，設計凹口濾波器加以抑制。對于偵收帶寬內大量的電視、通信信號，凹口濾波器數目少，頻域抑制效果差；使用凹口濾波器多，除了體積成本急速上升外，還犧牲了大量的頻率資源，工程價值將受很大影響。

方案3在預選濾波、低噪聲放大后，設計了窄帶濾波器組，并行偵收處理，利用信道化窄帶接收機，多通道拼接后，實現500 MHz的截獲帶寬?？梢愿鶕唧w電磁環境，關閉遇到干擾的信道，其它信道還可以正常偵收。該方案可以抑制強干擾信號，適應復雜電磁環境能力較強，但設備量和成本急劇增加。

方案4 針對頻域寬開的接收機、復雜的電磁環境，兼顧成本和性能，提出梳齒濾波方法。接收信號按工作頻率分為2組，2組信號并行偵收。每組截獲不連續的250 MHz的信號，2組在數字域拼接后，具有500 MHz帶寬的截獲能力。梳齒濾波器實現多個凹口濾波器的功能，可有效抑制靠近偵收頻段的干擾信號。遇到帶內強信號堵塞通道時，可以靈活關閉某個信道，其余信道還可以正常偵收，增強接收機對于復雜電磁環境的適應能力，極大地提高了工作效率。該方案把信號分為2組，利用2個ADC實現模數轉換，在數字域進行拼接處理，較方案3，方案4可以大大降低成本，具有較高的可靠性。

4種方案的優缺點如表1所示，綜合考慮，寬帶偵察接收機采用方案4，即梳齒濾波+直接數字模式，兼顧截獲帶寬、成本、體積等因素的基礎上，在復雜電磁環境下具有較強的適應能力。

表1 4種方案的優缺點

3 寬帶偵察接收機設計

寬帶偵察接收機的原理如圖2所示，接收機采用數字直采方式，全頻段寬開接收處理。

圖2 寬帶偵察接收機原理圖

預選濾波器在眾多頻段中選取需要的頻段，并盡可能地抑制無用信號。經限幅低噪聲放大器、分配器后，把信號送入2組梳齒濾波器組中，梳齒濾波器組中有4個信道，每個信道帶寬72 MHz，梳齒濾波器A和B在頻域上間隔錯開1個信道，每個信道交疊10 MHz，保持偵收信號的完整性。梳齒濾波器中，每個信道都設計了微波開關，遭遇強干擾時，可以獨立關閉該信道，其它信道可以正常工作。

AD主要完成射頻信號數字化，輸入信號200～700 MHz，采樣率1 600 MHz。其中，ADC芯片型號為AD9689BBPZ，16 bit，該模數轉換器為雙通道ADC，現場可編程門陳列(FPGA)完成中頻數字信號的數字下變頻(DDC)及分析處理功能。

3.1 噪聲系數設計

噪聲系數是接收機的重要指標，表示接收機輸出端的信噪比比輸入端變壞的倍數。噪聲系數定義為輸入信噪比與輸出信噪比的比值：

(1)

噪聲系數通常用分貝表示：Fn(dB)=10lgF。

如圖3所示，對于級聯系統，若每級的噪聲系數為Fn，增益為Gn，則整個系統的噪聲系數可表示為：

(2)

圖3 噪聲系數級聯框圖

由式(2)可以看出，級聯系統的總噪聲系數主要取決于第1級或前幾級器件的噪聲系數和增益，就是通常采用高增益低噪聲放大器的原因，這點對于射頻前端的選擇具有重要的指導意義。

偵察接收機的鏈路增益分配框圖如圖4所示。

常溫測試得到接收機的噪聲系數為3.5 dB?？紤]到工程批量和寬溫條件的影響，P波段噪聲會惡化0.5 dB，噪聲系數優于4 dB。

3.2 動態范圍的設計

圖4 偵察接收機的鏈路增益分配框圖

接收機的線性動態范圍是影響整個系統性能的一個重要因素。如果接收機是一個理想的線性系統,信號經過接收機的放大、變頻、檢波等變換,再經過數字信號處理就能提取出無失真的原始信號;但是接收機總是存在某種程度的非線性,并且由于這種非線性作用會使得接收的信號頻譜發生變化,產生諧波和互調失真等干擾。

接收機的線性動態范圍確定了接收機處理大信號的能力。接收機的線性動態范圍可以表示為處理最大信號與最小信號的比值。

接收機動態范圍的下限：應以進入接收機輸入端的最小信號電平為準加上可檢測信噪比，這個下限即接收機輸入端可檢測信號電平是設計接收通道總增益和ADC分辨位數的依據之一。

當2個或多個信號加到非線性器件時，就會產生互調干擾。2個信號A1cosω1t和A2cosω2t共同作用于非線性器件，其輸出信號可表示為：K1Pin+K2Pin2+K3Pin3+…+KnPinn,其中有一階分量K1[A1cosω1t+A2cosω2t]，二階分量0.5A12K2cos2ω1t+0.5A22K22cos2ω2t+A1A2K2cos(ω1t+ω2t)+A1A2K2cos(ω1t-ω2t)，三階分量0.75K3A12A2cos(2ω1t±ω2t)]+0.75K3A1A22cos(2ω2t±ω1t)。

由于這些值具有不同的斜率，所以對某一給定的輸入值，它們將在某些值上相交，相對應的輸入信號值就稱之為該器件的輸入截點。

三階截點作為衡量系統線性度的一個指標,它是一個假想的交點。只有在輸入信號幅度很小且三階互調(IMD)的輸出與輸入信號的功率滿足3∶1 的關系時,基波輸出曲線與IMD曲線延長線的交點對應的線性輸入功率才是PI3[2]。

基本二階、三階失真交叉點示意圖如圖5所示。

圖5 基本二階、三階失真交叉點示意圖

如圖6所示，對于級聯系統，其三階截點值可按下式計算[3]：

(3)

圖6 三階截點級聯系統框圖

從式(3)也可以看出，越靠近后級的截點對總截點影響越大?；フ{產物可能發生在接收機每一級，由于不受接收機濾波抑制，輸入信號每經過一級有增益的電路，信號電平都會提高，互調產物電平也提高。因此，越是靠后的電路線性應該越好，其設計才是合理的。

三階截點和三階互調分量及輸入功率存在以下關系[4 ]：P3=-2(PI3+3Pin，等幅雙音互調失真可以由上式來估算。當2個雙音信號不等幅時，可簡單地從比較大者中減去它們差值的1/3。即Pin可表示為2/3Pin1+1/3Pin2,則雙音互調分量可簡約表達為[4]：P3=-2PI3+2Pin1+Pin2…(Pin1≥Pin2)

三階互調分量大于接收靈敏度(Pminin)時，接收機就會誤報虛假信號，影響接收機的正常工作，只有等于或小于接收機靈敏度時，互調分量才可以忽略不計。這時的輸入信號功率電平(Pins)到接收機靈敏度(Pminin)的范圍稱為無虛假響應動態范圍(SFDR)，則：

(4)

(5)

式中：RSFD為無虛假響應動態范圍。

無虛假響應動態與1 dB增益壓縮點動態示意圖如圖7所示。

在復雜電磁環境下，接收機的線性特性用無虛假響應動態范圍來表示比較符合真實情況。對于靈敏度確定的接收機，三階截點越高，其線性特性越好，無虛假響應動態范圍就越大，處理信號的能力就越強。

寬帶接收機的各級增益及三階截點的框圖如圖8所示，計算得系統的輸入三階截點為-26 dBm，信號帶寬為2 MHz，噪聲系數按4 dB計算，Pin,min≈-114+Fn+10lgB≈-106 dBm，無虛假動態約為53 dB。

圖7 無虛假響應動態與1 dB增益壓縮點動態示意圖

圖8 寬帶接收機的各級增益及三階截點框圖

4 完成實驗情況

該接收機進行了外場試驗，與采用波段濾波器的傳統接收機做了比較，模擬接收機的輸出信號如圖9所示。從圖9可以看出,空間存在173 MHz、510 MHz和870 MHz的信號，其中172 MHz的信號較強，且離工作頻率較近，只設計了波段濾波器的接收機，這個信號超過了接收機動態范圍。從圖9(a)可以看出，接收機處于飽和狀態，510 MHz的信號無法正常偵收。設計了梳齒濾波器組的接收機，對173 MHz的信號有一定程度的抑制，870 MHz的信號沒有進入接收通道，接收機工作在線性區，510 MHz的信號可以正常偵收，如圖9(b)所示。當173 MHz的信號強度較大，引起接收機飽和時，關閉200～272 MHz信道，其它信道可以正常工作，如圖9(c)所示。

圖9 模擬接收機的輸出信號

5 結束語

針對極其復雜的電磁環境，分析了多種數字直接式接收機的特點，兼顧成本、體積及可靠性等因素，提出了梳齒濾波的方案，在一定程度上解決了P波段寬帶接收機適應復雜電磁環境的問題，使接收機既具有較高的截獲概率，又能夠適應復雜電磁環境，大大增強了接收機的生命力。該接收機完成了外場試驗，效果良好。