基于相干雙光頻梳的微波光子信道化接收技術研究

陳博，樊養余，高永勝

（1.西北工業大學電子信息學院，陜西 西安 710048；2.咸陽師范學院物理與電子工程學院，陜西 咸陽 712000）

1 引言

隨著通信技術的快速發展，需要傳輸的信號帶寬也在不斷增大。例如，寬帶多業務接入和通信導航識別[1-2]等領域都提出了在未來能夠同時處理幾千兆赫茲甚至十幾千兆赫茲的寬帶射頻信號的需求[3]，不僅要求射頻接收機具有大瞬時帶寬、高分辨率、大動態范圍，還要求其能處理同時到達的多頻點不同波段的信號。

信道化接收技術是實現寬帶、多頻點信號同時接收的有效方法之一[4-5]。信道化接收機利用電帶通濾波器（EBPF,electric bandpass filter）將待接收的完整的寬帶射頻信號分割為若干個窄帶信號，這些窄帶信號根據頻譜分布劃分到相應的不同子信道，然后在每個子信道對不同中心頻率的窄帶信號進行實時接收，對信號具有幾乎100%的接收率，并實現了多頻點信號的同時接收。然而，傳統的信道化接收技術受諸多電子瓶頸限制，例如高頻信號在長距離傳輸時損耗極大、系統動態范圍低、抗電磁干擾能力差等[6]。微波光子學作為一門新興學科可以很好地解決上述問題，利用光通信超大的傳輸帶寬、強抗干擾能力、低損耗、輕質量等諸多優勢進一步提升信道化接收機的接收性能[7-8]。近些年國內外也報道了一些基于微波光子的信道化接收方案。其中，采用棱鏡等空間光學器件實現的信道化接收方案通常頻率分辨率較差且功率損耗大，難以滿足信道化接收機的發展需求；光頻梳（OFC,optical frequency comb）作為一種特殊多波長相干光源，具有頻譜范圍廣、固定重復頻率等優勢，非常適用于微波光子信道化接收，也是目前微波光子信道化接收方案的研究熱點。崇毓華等[9]提出了利用雙光頻梳配合FP（Fabry-Perot）腔濾波器的信道化接收方案，但對FP 腔濾波器的Q 因子和穩定性要求極高。Hao 等[10]提出了基于鎖模激光器和色散光纖的信道化接收方案，但其生成雙光頻梳的方案較復雜。Tang 等[11]提出了相干雙光頻梳鏡像抑制下變頻的信道化接收方案，但未對光電探測器產生的二階交調失真和直流偏移進行處理。在利用光頻梳實現的信道化接收系統中影響接收性能的因素較多。例如，理想光頻梳的生成中，由于光頻梳的梳齒數量直接決定了信道化接收系統的子信道數量，平坦度和外帶抑制比直接影響信號的失真程度，因此理想的光頻梳應具有梳齒數量多、平坦度高、外帶抑制比高等特點[12-13]。此外，影響接收機性能的因素還包括超外差架構下的鏡像頻率干擾以及微波光子混頻之后產生的偶數階交調失真（主要為二階）和直流偏移失真等因素。

本文針對理想光頻梳生成、微波光子鏈路中二階交調失真和直流偏移的抑制方法，以及超外差架構下的鏡像干擾問題為主要研究對象，提出了一種超外差架構下的同中頻接收方案，主要包括本振頻移模塊、雙光頻梳生成模塊以及I/Q 解調模塊。在雙光頻梳生成模塊中僅需要一個雙平行馬赫?曾德爾調制器（DPMZM,dual-parallel Mach-Zehnder modulator）就可生成理想的五線光頻梳，有效簡化了系統的復雜程度。在I/Q 解調模塊中利用EHC（electrical hybrid couple）實現了鏡像抑制[14-15]，解決了超外差接收機普遍存在的鏡像干擾問題，同時利用平衡探測技術消除了二階交調和直流偏移項[16-17]，不僅便于信號處理，還能大幅抑制共模噪聲，提高輸出信號的信噪比。

2 信道化接收原理

相干雙光頻梳信道化接收系統的結構如圖1 所示。一個激光二極管（LD,laser diode）產生一個連續光波，該連續光波作為光載波以50:50 被功分后分別進入上下兩路。光載波可表示為其中，E0表示光信號電場幅度，ωc為光信號角頻率，上下兩路分別用于生成信號光頻梳和本振光頻梳。

信號光頻梳和本振光頻梳的生成原理相同，都是通過一個DPMZM 生成的。DPMZM 的結構如圖2所示，包括2 個子調制器（MZMa、MZMb）和3個直流偏壓（V1a、V1b、V1c），且2 個子調制器均工作在強度調制狀態。

圖1 相干雙光頻梳信道化接收系統結構

圖2 DPMZM 結構

本振（LO,local oscillation）信號可表示為經DPMZM 調制到光載波后表示為

其中，V0為電信號幅度，ωLO為電信號角頻率，Vπ為調制器的半波電壓。式(1)利用貝塞爾函數展開可得到包含光載波在內的各階光邊帶，本文僅展開到二階光邊帶進行說明。展開后的光載波的正負一階光邊帶和正負二階光邊帶如式(2)～式(6)所示。

其中，U為五線光頻梳平坦度一致時的幅值，通過式(2)～式(8)計算可得不同Vπ的DPMZM 生成平坦五線光頻梳時的3 個直流偏壓大小，且光頻梳的自由頻譜范圍（FSR,free spectrum range）只和所加的本振頻率相關，靈活可調，非常適用于信道化接收。

系統不同工作點的頻譜如圖3 所示。上路DPMZM1輸出的信號光頻梳作為中心頻率不同的5個新的光載波，經摻鉺光纖放大器（EDFA,erbium-doped fiber amplifier）放大后進入DPMZM3，設置 DPMZM3工作在光單邊帶（OSSB,optical-single-side-band）調制狀態，將待接收的寬帶射頻（RF,radio frequency）信號調制到正一階光邊帶，完成寬帶RF 信號的電光調制，如圖3(a)所示。下路的光載波在生成本振光頻梳前先經過一個頻移模塊（OFS,optical frequency shifting），頻移的目的在于使上下各五路信號下變頻到同一中頻范圍實現同中頻接收，有效簡化系統的復雜程度。移頻模塊由一個強度調制器（IM,intensity modulator）和一個光帶通濾波器（OBPF,optical bandpass filter）組成，一個頻率為fD的單音信號經IM 調制后將正一階光邊帶提取出，可看作將原光載波中心頻率右移了fD后送入DPMZM2，fD的大小取決于待接收的寬帶RF 信號的中心頻率。利用同樣的方法設置DPMZM2中的3 個直流偏壓（V2a、V2b、V2c），生成本振光頻梳，如圖3(b)所示。

上下兩路信號經偏振合束器（PBC,polarization beam coupler）合成偏振復用信號后，利用波分復用（WDM,wavelength division multiplexed）將攜帶調制信號的信號光頻梳的光邊帶和與其相對應的本振光頻梳的光邊帶濾出后送入I/Q 解調模塊。本方案中2 個光頻梳的FSR 不同，設信號光頻梳的FSR為δ1，本振光頻梳的FSR 為δ2，則δ1?δ2即為每個子信道的帶寬。在I/Q 解調模塊中，攜帶調制信息的每一根信號光頻梳的頻率可為表示為

其中，β為調制指數，An為第n根信號光頻梳的幅值。每一根本振光頻梳的頻率可表示為

當下各個學校教育管理信息系統的建設與構成離不開教育部門的重視與推進。時代變革也會在無形中影響到教育體系，早期板書加粉筆的教學模式不再適合現今學生多元化的學習需求，教育信息化成為了實現教育現代化的重要途徑，針對當下國內各學校教育信息化建設的不斷完善，廣大教師也應順應時代發展將本校信息化工作落到實處。學校從硬件與軟件兩方面入手，硬件設施由信息網絡、用戶終端等基礎設備構成，軟件則由主操作平臺，各教職部門管理軟件組成[4]。這些教育管理信息化利器及時、迅速地將學?，F階段各項工作的狀態與進展呈現了出來，從更高的角度進行切入協助了學校各系統開展工作，強化了工作效率，降低了工作強度。

其中，Bn為第n根本振光頻梳的幅值。每一個子信道的中心頻率可表示為

圖3 系統不同工作點的頻譜

其中，fsig(1)和fLO(1)分別表示兩路光梳的第一根梳齒頻率，由式(11)可知，子信道中心頻率不僅和2 個光頻梳的FSR 相關，還和光邊帶的階數相關。WDM 將偏振復用信號濾出后，構建I 路和Q 路2 個通道，每個通道都經過一個偏振控制器（PC,polarization controller）和一個偏振分束器（PBS,polarization beam splitter），PBS 的輸出可分別表示為

其中，fRF(t)為被接收的寬帶射頻信號，α為PC 的主軸偏轉角，φ為2 個正交偏振光的相差。在I 路設置α=45°，φ=0，在Q 路設置α=45°，φ=90°，則經BPD（balanced photodiode）之后的I 路和Q 路信號可表示為

經過平衡探測后，2 個通道只剩下I 路和Q 路信息，二階交調失真（IMD2,the second-order inter modulation distortion）和直流項DC 均被消除，但此時的信號由于下變頻到同一中頻（IF,intermediate frequency），會出現頻譜混疊，即不同子信道的中頻信號互為鏡像，如圖3(c)所示；利用一個EHC 可有效抑制鏡像頻率，如圖3(d)所示；最終利用電帶通濾波器將不同子信道所需的中頻信號濾出，如圖3(e)所示。

3 實驗結果與分析

實驗中用于產生連續光波的 LD（型號為EMCORE，1782）波長為1 552 nm，平均功率為17 dBm，線寬為1 MHz，最大RIN 為160 dB/Hz。光載波經過一個50:50 的光偶合器分為上下兩路，上路的光載波進入半波電壓為3.5 V 的DPMZM1（型號為Fujitsu FTM7961）后被一個40 GHz 射頻信號調制，DPMZM1的3 個偏置電壓分別設置為V1a=3.15 V，V1b=?6.23 V，V1c=0，即可得到自由頻譜范圍為40 GHz 的五線光頻梳，如圖4 所示。光頻梳平坦度高，外帶抑制比為23.2 dB。上路光頻梳作為信號光頻梳通過EDFA（型號為KPS-STD-BT-C-19-HG）進行功率補償，噪聲系數（NF,noise factor）為4.5 dB，五線信號光頻梳進入DPMZM3后被一個25～30 GHz 的寬帶RF 信號調制，該寬帶射頻信號由任意波形發生器（型號為Keysight M9502A）生成，使DPMZM3工作在載波抑制單邊帶調制狀態，調制后的上邊帶信號如圖5 所示。光頻梳平坦度越高，則被寬帶射頻信號調制后的每個信號功率大小越相近，可有效減小不同子信道間解調時的串擾影響。外帶抑制比越高，則在光頻梳被寬帶射頻信號調制時，雜帶信號對有用信號的干擾越小，便于信號處理。被寬帶射頻信號調制后的信號光頻梳進入一個32 信道的WDM（型號為AAWG-C325H41FM），由于信號光頻梳間隔為40 GHz，而WDM 信道間隔為50 GHz，且信道隔離度超過35 dB，因此，WDM 可作為光帶通濾波器將每一根調制后的信號光頻梳濾出。

圖4 五線光頻梳

圖5 經寬帶射頻信號調制后的上邊帶信號

下路光載波先進入一個半波電壓為3.5 V 的IM（型號為Fujitsu FTM7938）進行移頻，用于移頻的單音射頻信號fD由微波信號源（型號為N5183A MXG）產生，其中心頻率為26 GHz，令IM 工作在載波抑制雙邊帶狀態，利用OBPF 濾出正一階光邊帶送入DPMZM2，與上路生成信號光頻梳設置同樣的偏置電壓后可得到自由譜范圍為39 GHz 的五線本振光頻梳，利用EDFA 進行功率補償后通過PBC將上下兩路信號耦合為一路偏振復用信號，送入同一個WDM 實現光頻梳分離，每路輸出信號分別連接一個三槳手調式PC 和一個PBS，最后使用2 個BPD 來探測電信號。整個鏈路所用光纖均為保偏光纖。

為了證明平衡探測對IMD2 的抑制效果，實驗中采用頻率分別為26 GHz 和26.01 GHz、功率為0的雙音信號作為輸入，分別分析有無平衡探測的下變頻IF 的頻譜。如圖6(a)所示，未加平衡探測時，生成2 個下變頻的基波項（100 MHz 和110 MHz）、三階交調失真（IMD3、90 MHz 和120 MHz）和功率為?19.6 dBm 的10 MHz IMD2。加入平衡探測后IF信號的頻譜如圖6(b)所示，其中IMD2 被顯著抑制到?68.1 dBm，比圖6(a)低48.5 dB。同時，平衡探測后，基波項和IMD3 提高了5.9 dB。

圖6 下變頻IF 信號

繼續使用上述雙音信號測量下變頻的動態范圍。射頻輸入功率的范圍為?35～5 dBm，分別測量基波項、IMD2、IMD3 和噪底的功率。圖7(a)為沒有平衡探測的結果，其轉換增益Gain 為?8.3 dB，NF 為38.6 dB，三階輸入截止點（IIP3,third order input intercept point）為24.2 dBm。盡管SFDR3 達到但IMD2 始終是主要失真，并將二階SFDR（SFDR2）減少至這影響了系統整體的SFDR。加入平衡探測后的結果如圖7(b)所示，Gain 為?2.3 dB，改善了6 dB，與理論預期非常吻合。作為奇數階失真，IMD3 也增加了約6 dB，因此IIP3 與無平衡探測的結果幾乎相同。有平衡探測的NF 為36.4 dB，SFDR3 為與無平衡探測相比也有所改進。值得一提的是，有平衡探測的SFDR2 達到了提高了30.3 dB。

圖7 IF 信號中基波項、IMD2、IMD3 和噪底的輸出功率與RF 輸入功率的關系

4 結束語

本文研究了基于相干雙光頻梳的同中頻信道化接收方案，可將一個5 GHz 帶寬的RF 信號調制到光域進行傳輸和處理，最終劃分為5 個帶寬為1 GHz的子信道實現信道化接收。本文方案中所用的五線光頻梳平坦度高，外帶抑制比高，生成方法簡便且梳齒間隔可以靈活調節，若采用DPMZM 級聯的方式還可成倍增加梳齒數量。為了簡化系統的復雜度，本文方案采用的同中頻接收會導致下變頻后存在較強的鏡像干擾，利用EHC 可有效實現鏡像抑制，采用的平衡探測方法不僅可以有效抑制二階交調失真和直流偏移的影響，還能進一步提升系統的動態范圍。