場效應管功率放大器前后級的設計與分析

廣東培正學院 隋傳國

真空管由于存在空間電荷傳輸滯后特性，放大器具有特殊的音色，溫曖柔和，尤其是重放人聲，表現的醇美剔透，耐人回味無窮，尤以表現人聲音樂情感見長。而晶體管放大器具有犀利的分析力、寬暢的頻響和強勁的動態，具有朝氣蓬勃、催人奮進的感召力。

場效應管放大器音色介于以上兩者之間，既有電子管功放聲音細節溫暖耐聽，具有感染力；低音不渾濁，高音圓潤，又兼有晶體管體積小、效率高等優點。反復比較證明，場效應晶體管的適應范圍大，表現力強，除具備膽管的特點外，對銅管樂、交響樂等各種樂器刻畫逼真，干凈利索，樂感朝氣蓬勃，氣勢磅礴，是音樂愛好者的上佳選擇。

在原電路結構的基礎上，詳細分析了電路參數，對音響愛好者自己開發前后級功放具有一定的指導意義。

1 前級放大器的結構與特點

前級放大器結構如圖1所示：

圖1 前級放大電路圖

前級放大器采用場效應三極管2SK30，T2接成共漏極電路以提高帶負載能力。

1.1 靜態工作點的確定

根據2SK30的輸出特性曲線（見圖2），當iD=1.2mA附近時，靜態工作點位于中部。根據公式(1)：

IDSS為uGS=0時的漏極電流。

UGS(OFF)稱為管子的夾斷電壓。

由圖可見，IDSS=2.8mA，UGS(OFF)=-1.6V。令iD=1.2mA

帶入公式得到兩個解uGS1=-0.6，uGS2=-2.65V，uGS2與題意不符，故舍去。

圖2 2SK30的特性曲線圖

對應地，T2的工作電流也是1.2 mA附近，處于最理想的工作狀態。

調節2SK30A的機理是：電阻Rf3與電壓放大倍數成正比，在確定了Rf3后，場效應管T1漏極電壓（以下稱為UD1）11 V為最佳，可通過調整Rf5的阻值來進行。值得一提的是，因為設計的是甲類放大器，T1是結型場效應三極管，源極電位設計在+0.6 V，對應的漏極電流（以下稱為ID1）在1.2 mA。如果UD1低于11 V，說明ID1大了，此時應當調大Rf5；如果UD1提高了，說明ID1小了些，此時應當調小Rf5。如此往復多次，最后確定Rf5為18 kΩ，Rf3為8.25 kΩ。

場效應管T2組成源極輸出器，放大倍數接近1。源極電壓約為11.5 V，電阻Rf7選為9 kΩ。漏極電流約為1.28 mA。

1.2 場效應管跨導的計算

場效應管的跨導與靜態工作點的設置和特性有關。當T1漏極電壓10.5 V時，T2源極電壓11 V，根據公式(2)：

IDQ——靜態工作點漏極電流，可由Tf1漏極電壓計算得到；

IDSS——uGS=0時的iD值，從場效應管轉移特性圖得到；

UGS(OFF)——夾斷電壓，從場效應管轉移特性圖得到。

根據圖1所示，夾斷電壓為-1.6V，IDSS為2.8 mA，靜態漏極電流為1.2 mA。再根據公式(2)計算出跨導為2.29 mS。

1.3 共源電壓放大倍數的計算

以場效應管T1為核心組成的甲類電壓放大器，其電壓放大倍數計算公式為：

把各項參數帶入公式計算后得到前級電壓放大電路（見圖1所示）的放大倍數約等于-15.4。

1.4 最大不失真輸出電壓

場效應管電路最大不失真電壓的求法分為最大值和最小值，當輸入信號的正半周峰值時對應放大器交流輸出負半周的最小值。

1.4.1 ug與us的關系

在放大器的輸入端信號增加時，漏極電流iD增加，由于Rf4的負反饋作用，uS上升，使電路達到新的平衡值，iD和uS不再增加。

根據電路的交流分析：

得到：

可見，當ug增加時，us也按比例增加。

1.4.2 可變電阻區的電壓uDS

借助仿真軟件MULTISIM，觀察輸出波形，當出現失真時，即可確定可變電阻區的電壓uDS。

實驗的方法是逐步增加輸入信號，當結果出現明顯的削頂失真和削低失真時，見圖3所示：

圖3 輸入信號達到1V（VP）時的顯示結果

即可確定最大不失真輸出電壓。實驗中當輸入信號達到1 V（VP）時，出現了圖3所示的顯示結果。此時，輸入信號ug=1 V（VP），根據公式(4)，uS=0.19 V。在輸入信號的正半周峰值時刻：

從輸出特性曲線上看，iD已大于2.4 mA（ugs>0 V），iD與UDS處于變阻區。

1.4.3 直流負載線方程

因為UGS=-US

根據公式(1)，得到：

帶入直流負載線方程得到：

可見UDS與ID并不是完全的線性關系。

1.4.4 最小漏極-源極電壓uDSmin

由交流負載線方程uDS=VCC- iD(Rf3+ Rf4)

當uDS=0時，

過uDSmax點和這兩點畫交流負載線如圖4所示：

圖4 交流負載線示意圖

在圖上找到交流負載線與VGS=0 V的交點，讀出此點的uDSmin約等于1.5 V。

因此，U=min{UDSQ- uDS0，IDQRf3}=9V。

實際上，當幅度在8V以上時，線性已經變差。后級放大器的放大倍數為10，也不會要求前級的幅度超過4 V。因此本放大器有充足的裕量保證它工作在線性良好的區域。

用場效應管JFET做甲類放大器的計算較復雜，少有文獻記載，好在采用仿真軟件既方便又直觀。

1.5 前級放大器性能分析

采用MULTISIM軟件仿真結果如圖5所示，此時的輸入信號幅值是300 mV，輸出信號幅值4 V。仿真的放大倍數13.3，與計算得到的相差不大。結合上文的本電路最大不失真電壓幅度9 V，完全滿足后級放大電路對前級的要求。

2 功率放大電路的設計與分析

后級功率放大器的電路如圖6所示，是一個三級放大電路。第一級為差分放大電路，Tm1和Tm3是N溝道結型場效應管，它們的特性一致，以保證漏極電流的線性良好。Tm2和Tm4是P溝道結型場效應管，也要求特性一致。Tm2和Tm1特性互補，互為有源負載。這一級為雙端輸入單端輸出差分放大電路。

圖5 輸出幅度4V時的波形

由于Tm1、Tm5是反相放大器，其余都是同相放大器，所以整個放大器的反饋信號與輸入信號同相。形成共模差分放大器。

Tm2、Tm6的分析與此相同。

圖6 后級功率放大器電路圖

2.1 輸入級

N溝道結型場效應管2SK246Tm1和Tm3具有相同的特性，組成對稱的差分放大電路，能顯著抑制零點漂移；只對差模信號具有放大能力，而對共模信號具有很強的抑制能力。輸入信號由Tm1柵極輸入，差分放大器的負反饋信號由Tm3柵極輸入。這個差分放大的輸出端只有一個，經差分放大后的單端輸出信號由Tm1的漏極引出。

2.1.1 雙端輸入單端輸出差分放大器

當存在反饋信號時，即為雙端輸入單端輸出差分放大器。

2.1.2 共模放大倍數

由于uin=uf，電路參數理想對稱，管子Tm1和Tm3柵源電壓增量（包含直流量的瞬時總量）相等，，漏極電流增量（包含直流量的瞬時總量）相等，；

這里，gm是Tm1的跨導。

RDSTm2是的漏源等效電阻，大約200 kΩ。

由于RDSTm2很大，所以uDTm1近似等于。

2.1.3 靜態工作點的設置

根據場效應管2SK246的特性曲線圖7所示，場效應管Tm1和Tm3的漏極電阻的電壓降1.5 V，漏極電流1.5 mA，對應的柵源電壓-1 V。下一級Tm5的集電極電流0.8 mA，留在下一節展開討論。

圖7 JFET2sk246場效應管的轉移特性曲線

P溝道結型場效應管Tm2和Tm4的分析與此相同，讀者可借鑒得出結論。

2.2 電壓放大級

三極管Tm5和Tm6組成推挽式電壓放大器，二者互為集電極有源負載，所以他們的放大倍數都很大。例如當三極管Tm6基極電位下降時，其集電極電流也下降，阻抗變大，成為三極管Tm5的負載；因為與之搭檔的三極管Tm5基極電位也是下降的，可其集電極電流上升，放大倍數很大。此級完成功率放大器的電壓放大任務。

2.3 電流放大級

場效應管Tm7、Tm8、Tm9和Tm10是電流放大電路。

整個放大器放大倍數是10，由反饋支路（Rm7、Rm8）決定。

3 后級功率放大器的調試

Tm1漏極靜態電流設定在1.5 mA，為的是將Tm5和Tm6靜態集電極電流設定在0.8 mA，Tm9、Tm10的源極之間的電位差的調節環節有兩個，一是調節Rr1，調大電阻值能減小這個電位差，反之調小電阻值能增大電位差；二是調節Rr2，調大電阻值能增加電位差，反之調小電阻值就能減小電位差。實際操作中電位差關乎大功率管的安全，設定在1 V較好。

末級放大器設計成甲乙類推挽式，為了克服交越失真，末級功率管（配對場效應管Tm9和Tm10）靜態電流調節在10 mA左右。

結語：用場效應管做出的功率放大器聲音有靈性，音頻飽滿，動感十足，是廣大音樂發燒友的不二之選，值得一試。