基于直流調制度的特高壓柔直閥組在線投入策略

魯江，董云龍，張慶武，甘宗躍，盧宇，田杰

(1.南京南瑞繼保電氣有限公司,江蘇 南京 211102；2.中國南方電網有限責任公司超高壓輸電公司,廣東 廣州 510663)

0 引言

特高壓直流輸電(high voltage direct current，UHVDC)具有傳輸容量大、距離遠、損耗低等優點，是實現能源優化配置的有效途徑。國內已投運的UHVDC工程普遍采用基于電網換相換流器(line commutate converter，LCC)串聯的方式[1—3]。隨著柔性直流輸電技術的發展，模塊化多電平換流器(modular multilevel converter，MMC)的電壓及容量已逐步接近LCC的水平。送受端分別采用LCC換流閥組串聯、MMC換流閥組串聯構成的特高壓混合直流輸電系統已進入工程實施階段[4]。

目前，基于LCC的閥組在線投入技術已成熟并工程應用[5—10]。采用閥組串聯技術的基本要求是能夠實現“閥組在線投入”。由于換流器工作原理的差別，基于LCC的閥組在線投入策略并不能直接用于MMC，需要結合MMC的工作特性來制定相應的策略。

為簡化閥組區域的開關刀閘配置及在線投入的順控操作流程，在MMC換流器解鎖前的充電階段推薦采用閥組直流側經旁路開關(bypass switch，BPS)短接后充電的方式[11—12]。針對常規基于半橋子模塊(half bridge sub-module，HBSM)的半橋MMC，如在直流側短接狀態下充電，將出現短路過流而導致充電失敗，因此須采用具有直流短路阻斷能力的MMC拓撲，如基于全橋子模塊(full bridge sub-module，FBSM)的全橋MMC或基于全橋、半橋子模塊混合的混合型MMC。

混合型MMC綜合了半橋與全橋MMC的優點。目前，針對混合型MMC的研究主要集中在運行控制特性、交直流故障穿越等方面[13—18]，而對閥組在線投入的研究成果偏少。文獻[11—12]分別研究了混合型MMC在線投入前的充電策略，可實現直流側短接充電。文獻[19]研究了混合型MMC閥組投入過程中的子模塊電容均壓問題，提出了基于環流注入的均壓策略，但實現較為復雜。針對混合型MMC閥組在線投入機理及關鍵策略的實現方式尚未有深入報道。

首先，文中闡述基于混合型MMC的特高壓柔直閥組在線投入過程及關鍵點；其次，分析混合型MMC閥組的控制特性及在線投入過程的等效回路；然后，結合等效回路對閥組在線投入過程關鍵策略進行詳細分析，并提出基于直流調制度的特高壓柔直閥組在線投入策略的實現方案；最后，通過實時數字仿真平臺試驗驗證所提策略的有效性。

1 特高壓柔直閥組在線投入過程及關鍵點

圖1 特高壓混合直流輸電系統拓撲Fig.1 Topology structure of the hybrid UHVDC transmission system

逆變站混合型MMC拓撲結構如圖2所示。每個橋臂由NFB個FBSM、NHB個HBSM和1個橋臂電抗器串聯而成，兩種類型子模塊的電容值C及工作電壓額定值UcN相同。UdV為混合型MMC直流電壓；IdV為直流電流；ujo(j=a，b，c)為交流相電壓；o為假想的電壓中性點；ij為交流電流；upj，unj分別為上、下橋臂電壓；ipj，inj分別為上、下橋臂電流；L0為橋臂電抗器電感；R0為橋臂等效電阻。

圖2 混合型MMC拓撲Fig.2 Topology of the hybrid MMC

文中以高壓MMC閥組在線投入為例進行分析。閥組投入前其BPS、AI、CI均為合位，BPI為分位，直流電流經高壓閥組BPS流入運行中的低壓閥組。參考成熟的LCC閥組在線投入過程，高壓MMC閥組在線投入可采用如下步驟：

(1) 合上交流進線開關，通過直流側短接充電方式將MMC閥組子模塊電容電壓充至接近額定值，該步驟可參照文獻[11]中提出的方案實現；

(2) 在直流側短接狀態下解鎖MMC閥組；

(3) 先控制流過MMC閥組BPS的直流電流，使之降至零，之后將其拉開；

(4) 抬升MMC閥組直流電壓至最終的穩態目標值，閥組投入過程結束。

由于MMC與LCC的工作特性存在較大差異，對于MMC閥組在線投入步驟中的關鍵控制策略須進行專門研究，具體包括：

(1) 關鍵點一。在步驟2中，解鎖后須避免直流側出現過流并保持穩定運行。這是由于高壓MMC閥組直流側經旁路開關短接，其直流側回路阻抗很小，且全橋、半橋子模塊均存在電容儲能元件。

(2) 關鍵點二。在步驟3中，為盡可能減小在線投入過程對直流傳輸功率造成的擾動,須實現直流電流由旁路開關向MMC的快速平滑轉移。同時應引起注意的是：旁路開關通常所采用的常規交流開關須借助電流過零點才能熄弧斷開，故應保證旁路開關在分閘前存在可靠電流過零點，以避免無電流過零點而分閘失敗。

(3) 關鍵點三。在MMC閥組在線投入全過程中，須保證全橋、半橋子模塊的電容電壓均衡，避免因子模塊欠壓、過壓導致閥組投入失敗。

文中將結合混合型MMC控制特性，對上述閥組在線投入過程關鍵策略進行分析，并給出實現方案。

2 基于直流調制度的特高壓柔直閥組在線投入策略

2.1 混合型MMC閥組控制特性分析

對于混合型MMC，全橋子模塊可通過負電平輸出使其具有過調制能力，實現直流降壓運行。在此，定義直流調制度mdV為：

(1)

式中：UdVN為混合型MMC的額定直流電壓。

由式(1)可知，當mdV=1時，混合型MMC按額定直流電壓運行；當0

根據混合型MMC的子模塊連接特征，假設各橋臂的工作子模塊電容電壓平均值相同。在穩態運行下可忽略L0，R0壓降，混合型MMC直流電壓可表示為：

UdV=upj+unj=(Npj+Nnj)Uc

(2)

式中：Npj，Nnj分別為各相上、下橋臂投入的子模塊數；Uc為子模塊電容電壓平均值。

由式(2)可知，在子模塊電容電壓穩定的情況下，混合型MMC直流電壓由各相上、下橋臂投入子模塊的等效總電平數確定。

引入直流調制度后，設定mdV為控制目標，直流電壓目標值即為mdVUdVN，混合型MMC直流電壓可表示為：

(3)

由式(3)可知，在子模塊電容電壓穩定于額定值時，調整mdV可實現對混合型MMC直流電壓的控制。因此，維持子模塊電容電壓的穩定是控制混合型MMC直流電壓的關鍵。

從能量平衡角度來看，MMC換流器交流側與直流側的能量差等于換流器所有工作子模塊電容儲能的變化量[20—22]。對于逆變站MMC，直流側輸入MMC的能量Wdc、MMC輸出至交流側的能量Wac及MMC所有工作子模塊電容儲能變化量ΔWMMC之間滿足：

Wdc=Wac+ΔWMMC

(4)

如控制各工作子模塊電容平均儲能恒定，則ΔWMMC可趨近于0，換流器交流側與直流側能量進入平衡狀態。各工作子模塊電容平均儲能Wc可表示為：

(5)

由式(5)可知，控制Wc恒定可同時維持子模塊電容電壓的穩定。

2.2 特高壓柔直閥組在線投入過程等效回路

為便于分析基于混合型MMC的特高壓柔直閥組的在線投入過程，需建立相應的一次等效回路?；旌闲蚆MC的橋臂電流方程[23—24]為：

(6)

式中：icom為同時流經上、下橋臂的電流，其包含直流電流分量及內部相間環流分量icir。

根據基爾霍夫電壓定律，橋臂電壓方程為：

(7)

式(7)上、下兩式相加可得直流側電壓方程：

(8)

在環流抑制措施起效條件下，icom中的icir分量可以忽略，式(8)可以表示為：

(9)

式中：ucom=upj+unj。

根據式(9)，待投入高壓MMC解鎖后其直流側等效回路可表示為圖3(a)，其中換流器等效電阻Req和等效電感Leq分別為：

圖3 高壓MMC閥組解鎖后的直流回路Fig.3 DC circuit after high voltage MMC deblocked

(10)

式中：橋臂等效電阻R0包括橋臂電抗器電阻RL和橋臂開關管導通電阻RB。在不計及子模塊旁路退出的情況下，混合型MMC不論處于投入還是退出狀態，各橋臂中的半橋子模塊均有1組開關管串于橋臂中,全橋子模塊均有2組開關管串于橋臂中，因此R0為：

R0=RL+RB=RL+(NHB+2NFB)Ron

(11)

式中：Ron為單個開關管的導通電阻。

在圖3(a)中，高壓MMC解鎖且BPS分開前，直流側回路滿足：

(12)

式中：IdBPS為旁路開關電流；RBPS為旁路開關通態電阻，一般不大于1 mΩ。

2.3 特高壓柔直閥組在線投入過程策略分析

針對第1章所述各關鍵點進行策略分析：

(1) 關鍵點一。結合圖3(a)，在高壓MMC的初始解鎖階段，BPS處于合位，MMC直流側回路電阻由Req與RBPS串聯組成，其阻值一般為百毫歐級。為避免直流側出現過流，高壓MMC解鎖后須穩定輸出零直流電壓。

由2.1節分析可知，在子模塊電容電壓穩定于額定值的前提下,將混合型MMC的mdV設定為0后解鎖可實現輸出零直流電壓。在mdV解鎖狀態下，各相上、下橋臂電壓分別為：

(13)

即各相上橋臂電壓與交流電壓反相、下橋臂電壓與交流電壓同相。

(2) 關鍵點二。在高壓MMC進入零壓解鎖狀態后，可啟動直流電流轉移過程。在高壓MMC解鎖且BPS分開前，直流電流Idc，閥組電流IdV，旁路開關電流IdBPS滿足：

Idc=IdV+IdBPS

(14)

由式(14)可知，如將IdV平滑控制至與Idc相等，IdBPS將下降至0，旁路開關將具備執行分閘操作的條件。由式(12)可知，為使直流電流由旁路開關全部轉移至換流器，逆變站MMC閥須輸出負直流電壓。由2.1節知，當控制混合型MMC的mdV至負值時，可使其輸出負直流電壓并達到相應控制目標。

在直流電流轉移過程結束后，流過旁路開關的電流將接近于0，但該狀態不能確保旁路開關存在可靠的電流過零點。經分析，通過在高壓MMC的mdV疊加一個直流諧波調制度mHarm，可使其在直流側主動輸出一個具有諧波特性的電壓uHarm。該電壓在直流側回路中產生的諧波電流可使旁路開關電流產生持續交替的正、負向過零點，對應的直流側等效回路如圖3(b)所示。直流諧波調制度mHarm的頻率可設置為工頻的正整數倍，其表達式如下：

mHarm=MHsin(nωNt)

(15)

式中：MH為直流諧波調制度峰值；ωN為工頻角頻率；n為諧波次數。

根據電路疊加原理，該直流諧波調制度在高壓MMC直流側回路中產生的諧波電流如下：

(16)

(17)

為保證旁路開關電流存在可靠過零點，諧波電流須達到一定幅值。由式(17)可知，在相同的諧波電流峰值下，直流諧波調制度的峰值與其設定頻率成反比，且直流諧波調制度產生的諧波電流峰值與直流功率大小無關。

(3) 關鍵點三。在高壓MMC閥組BPS分開后的直流電壓升壓起始階段，由于閥組直流電壓接近0，故換流器的交、直流側功率均接近0，其橋臂電流主要成分為流過換流器的直流電流。對逆變站MMC而言，其橋臂電流在該階段會持續為正。全橋子模塊由于可以輸出負電平，在正向橋臂電流下仍可維持子模塊電容電壓穩定；從而半橋子模塊將被持續充電，這易引發子模塊過壓導致閥組投入失敗，須采取必要的均壓控制策略。

2.4 特高壓柔直閥組在線投入策略實現方案

為實現2.3節閥組在線投入相關策略，文中設計的基于直流調制度的特高壓柔直閥組控制器如圖4所示。圖中QV為MMC閥組的無功實際值；usd，usq分別為交流電壓的d，q軸分量；isd，isq分別為交流電流的d，q軸分量。

圖4 特高壓柔直閥組控制器結構Fig.4 Structure of VSC-UHVDC valve group controller

子模塊電容儲能控制器以子模塊平均儲能恒定于1.0 p.u.為控制目標，并作為MMC控制器的有功外環，保證子模塊電容電壓在閥組投入過程中穩定于額定值。

直流電流轉移控制器以IdV與Idc相等為控制目標，輸出為直流調制度，通過動態調整負向直流調制度實現逆變站直流電流由旁路開關向換流器的快速轉移。由于MMC直流側回路阻抗較小，該控制器的輸出須進行必要限幅，避免換流器輸出過大的直流負壓。

直流諧波調制度控制單元在直流電流轉移過程結束后啟動，主動疊加的直流諧波調制度須預設合適的頻率及峰值。較高的頻率可以降低直流諧波調制度的峰值，并縮短可靠過零的檢測時間。如考慮到控制系統控制頻率的限制，過高的頻率會導致諧波擬合失真。以控制頻率10 kHz為例，直流諧波調制度的頻率選定300 Hz較合適。

檢測旁路開關電流是否出現穩定交替的正、負向過零點且電流峰值大于設定值，該特征的持續時間達到設定的延時后發出分開旁路開關命令。開關分開后，可立即將疊加的直流諧波調制度撤除。之后，當控制高壓MMC直流調制度按斜率爬升至穩態目標值時，閥組在線投入過程完成。穩態目標值由直流調制度分配單元依據逆變站出口的本極直流電壓目標值Udc2-ref與1/NVUdVN的乘積確定，其中NV為本極實際運行的閥組數量?；谥绷髡{制度的特高壓柔直閥組在線投入完整流程見圖5。

圖5 特高壓柔直閥組在線投入流程Fig.5 Entry processof VSC-UHVDC valve group

對于閥組在線投入過程中全橋、半橋子模塊的電容均壓控制，采用的原則與文獻[13—14]相同，即在任何時刻，橋臂內不允許同時存在正投入模塊和負投入模塊。文中對文獻[14]中所提策略進行了優化，基于全橋、半橋子模塊電容電壓進行統一排序控制，提高了半橋子模塊投入的靈活性，取得更好的均壓效果，具體實現如圖6所示。

圖6 子模塊電容電壓均壓策略Fig.6 Voltage balancing strategy for the sub-module capacitors

當橋臂輸出電平數N為正值時，全橋及半橋子模塊均可參與正投入，當橋臂輸出電平數為負值時，只有全橋子模塊參與負投入，實際投入的子模塊依據圖6中全橋、半橋子模塊電容電壓統一排序的結果確定。

3 仿真系統建立與驗證

3.1 仿真系統建立

為了驗證文中提出的基于直流調制度的特高壓柔直閥組在線投入策略，基于實時數字仿真器(real time digital simulator，RTDS)、實際控制保護設備搭建閉環試驗系統開展了仿真驗證。試驗采用圖1的一次系統結構。該特高壓混合直流系統的基本控制模式為整流站LCC控制直流功率/電流、逆變站MMC控制直流電壓；雙極直流額定功率為3 000 MW；直流額定電壓為800 kV；直流額定電流為1 875 A。換流站主要參數如表1所示。

表1 混合型MMC換流器參數Table 1 Parameters of the hybrid MMC converter

3.2 仿真結果與分析

極1在直流電壓400 kV、直流電流1 875 A的低壓閥組額定運行工況下進行高壓閥組在線投入測試，逆變站高壓MMC仿真波形如圖7所示。圖7中Ucpj-FB，Ucpj-HB分別為三相上橋臂全橋、半橋子模塊電容電壓平均值；mharmUdVN為直流諧波調制度對應電壓值；mdVUdVN為直流調制度對應電壓值。

圖7 額定工況下高壓MMC在線投入波形Fig.7 Waveforms for high voltage MMC entry under rated condition

在待投入高壓MMC解鎖前，先采用直流側短接充電方式將各子模塊電容電壓充至接近額定值。

0.6 s時閥組投入指令信號(V_ENRTY_ORD)到達，10 ms后高壓MMC閥組以零直流調制度解鎖(DEBLOCKED)并進入零直流電壓狀態,閥組電流穩定、未出現過流現象。

0.64 s時啟動直流電流轉移控制，在轉移起始階段，高壓MMC閥組輸出較大負向直流調制度以加快直流電流轉移。隨著旁路開關電流IdBPS的下降，負向直流調制度逐漸減小，在轉移過程完成時旁路開關電流降至接近零電流，負向直流調制度對應電壓值mdVUdVN用于匹配等效電阻Req的壓降。

0.77 s時啟動直流諧波調制度疊加，其頻率為300 Hz，對應電壓值mHarmUdVN的峰值為10 kV。在直流諧波調制度作用下，旁路開關電流中出現同頻率的諧波電流，其峰值約為142 A，與按照式(16)計算的理論值145 A基本一致，旁路開關電流持續交替正、負向過零。

0.8 s時旁路開關電流過零點檢測完成后發出分開旁路開關命令(BPS_OPEN_ORD)，在旁路開關合位信號(BPS_CLOSE_IND)消失后，直流諧波調制度撤除。

1.05 s時啟動直流調制度斜率爬升，在1.28 s直流電壓升至穩態目標值，閥組在線投入過程結束，整個過程在700 ms內平穩完成。

在直流電壓爬升前，ipj持續為正，Ucpj-FB，Ucpj-HB均被穩定控制在安全水平；在直流電壓爬升階段，整流站高壓LCC閥組同步進行觸發角恢復控制，該控制的角度下降過程會引起直流電流Idc產生一個小幅先升后降的過程，逆變站高壓MMC的子模塊電容電壓也對應出現先升后降的變化；在直流電壓爬升完成后，電容電壓恢復至額定水平。上述過程中子模塊電容電壓均壓良好。

為驗證所提策略在低功率水平下的適應性，在極1直流電壓400 kV、直流電流500 A工況下進行了高壓閥組在線投入測試，疊加的直流諧波調制度參數設定與額定工況下相同。試驗結果表明，低功率水平下閥組在線投入過程特性保持良好，直流諧波調制度產生的旁路開關諧波電流峰值與額定工況下基本一致，與2.2節理論分析結果吻合。

4 結論

基于閥組串聯技術的特高壓柔性直流輸電系統要求柔直閥組需具備在線投入的能力。針對該需求，文中提出了基于直流調制度的特高壓柔直閥組在線投入策略，通過調整待投入混合型MMC閥組的直流調制度，實現在線投入的全過程控制。由仿真結果，可以得到如下結論：

(1) 在直流側短接狀態下，采用子模塊電容儲能控制及零直流調制度，混合型MMC閥組可實現零直流電壓穩定解鎖。

(2) 逆變站混合型MMC通過輸出負向直流調制度，可以實現直流電流由旁路開關向換流器的快速轉移。

(3) 通過在直流調制度上疊加直流諧波調制度，可使旁路開關電流產生持續的過零點并實現旁路開關的可靠分斷。采用同一組直流諧波調制度參數即可適應不同的直流傳輸功率水平。

后續將在實際換流閥系統上對文中提出的策略進行更全面的驗證。