變結構有源鉗位正激變換器

張緒 ，嵇保健 ，2，李俊

（1.南京工業大學電氣工程與控制科學學院，江蘇 南京 211816；2.南京理工大學自動化學院，江蘇 南京 210094)

隨著光伏、風能等可再生能源發電的普及，人們對電能變換的效率、質量要求也越來越高，環境變化對可再生能源發電影響較大，發電電壓容易隨著環境的波動而波動，這就對功率變換器的輸入電壓范圍適應性提出了較高要求[1-2]。

變結構技術為擴寬輸入電壓范圍提供了一種新的思路，變換器可根據輸入電壓的不同，切換到不同的結構工作。為了使變換器對輸入電壓適應性更強，文獻[3]不惜以增加電路復雜程度為代價，提出將移相全橋變換器和推挽結構混合，通過對輸入電壓進行檢測，讓其根據不同輸入電壓，以不同的拓撲工作；文獻[4]為了使變換器具有更寬的輸入電壓，在傳統拓撲結構上增加了功率器件和冗余電路，雖然實現了擴寬輸入電壓的目的，但是電路結構變得復雜，控制難度也大幅度增加。

匝比變換方案屬于變結構方案中比較簡便的一種，其最明顯的優點在于器件增加少，控制方便，且該技術可應用在多種隔離型變換器中以適應寬輸入電壓范圍。有源鉗位正激變換器是一種非常典型的隔離型變換器，在中小功率領域應用廣泛。為進一步優化該變換器，減小原邊器件應力，文獻[5]提出一種在輸入電壓較高時也能穩定工作的三開關有源鉗位正激變換器；文獻[6]則提出一種新型高效率變換器，但拓撲結構非常復雜。以上變結構的有源鉗位正激變換器，器件增添較多，控制較為繁瑣。

基于以上研究現狀，本文提出一種變結構有源鉗位正激變換器。該變換器在傳統有源鉗位副邊增加一個開關管和一個整流二極管。變換器具有高匝比和低匝比兩種工作模式，其中高匝比工作在低壓輸入，低匝比工作在高壓輸入，兩種模式能夠根據輸入電壓自行切換。這種匝比切換技術為寬輸入電壓適應性提供了可能，也緩解了副邊功率器件承受的電壓應力；變壓器副邊能夠輸出三電平，減小濾波電感，優化變換器體積[7]。實驗結果表明，該變換器具有較高的研究價值。

1 工作原理

1.1 電路拓撲

圖1為變結構有源鉗位正激變換器電路拓撲。S1為一次側有源鉗位主功率開關管；S2為鉗位開關管；CC為鉗位電容；S3為匝比切換開關管；D1，D2為二次側功率整流二極管；D3為續流二極管；Lo為輸出濾波電感；Co為輸出濾波電容；RL為負載；CS1～CS3分別為 S1～S3的體電容；DS1～DS3分別為S1～S3的體二極管。變壓器T的匝比設置為：n1=N21/N1，n2=(N22+N21)/N1。

圖1 變結構有源鉗位正激變換器Fig.1 Variable structure active clamp forward converter

為了方便分析，假設：1)所有元器件均為理想的；2)CC足夠大，可以被當做恒壓源看待；3)輸出濾波電感足夠大，可以當作恒流源看待。

1.2 高匝比模式

高匝比模式下主要波形如圖2所示，其中Vgs1，Vgs2，Vgs3分別是 S1，S2，S3的驅動信號；Vds1為 S1兩端電壓；Urect為變壓器二次側整流后電壓；im為原邊勵磁電流。此模式下，原邊主開關管占空比為0.5不變，副邊開關管參與調節，圖3給出變換器在單周期內9個工作模態下的等效電路。

圖2 高匝比模式下的關鍵波形Fig.2 Key waveforms in high aspect ratio mode

圖3 高匝比模式下開關模態等效電路Fig.3 Switching mode equivalent circuit in high turn ratio mode

1）工作模態 1[t0—t1]：t0時，S1導通，S2，S3處于關斷狀態。此階段，Vds1=0，S2兩端電壓Vds2=Uin+VCC，變壓器原邊繞組兩端電壓U1=Uin，電流為i1=im+Io/n1，變壓器正向勵磁，勵磁電流im處于增加階段，D2導通，D1，D3截止，能量經T傳遞到負載，變壓器副邊輸出電壓n1Uin。

式中：Im為勵磁電流；Io為輸出電流；Lm為勵磁電感；Uo為輸出電壓。

2）工作模態 2[t1—t2]：t1時刻，S3導通，變換器切換到高匝比工作。此階段，變壓器繼續正向勵磁，一次側電流大小為 i1=im+Io/n2，D1導通，D2，D3截止，能量經T傳遞到負載，變壓器副邊輸出電壓n2Uin。

3）工作模態 3[t2—t3]：t2時刻，S3關斷，變換器切換到低匝比工作，變壓器正向勵磁，D2導通，D1，D3截止，變壓器副邊輸出電壓n1Uin。

4）工作模態 4[t3—t4]：t3時刻，S1關斷，S1實現零電壓關斷，負載電流換算到原邊，其大小為Io/n，其和勵磁電流im同時作用，使得CS1充電，CS2放電。因此，Vds1開始從零增加，在t4時刻，增加到Uin，im電流升至最大值，變壓器副邊輸出電壓為0。

5）工作模態 5[t4—t5]：t4時刻，Vds1=Uin，D3導通，D1，D2截止，一次電流只有勵磁電流。此階段，im不變，Vds1因Lm與CS1諧振而繼續增加，當增加到Uin+VCC，DS1導通，S2兩端電壓置零，變壓器無能量傳輸。

式中：ωm為諧振角頻率。

6）工作模態6[t5—t6]：t5時刻，Vds2=0，S2零電壓開通，Vds1=Uin+VCC，變壓器原邊電壓為-VCC，勵磁電流im開始從最大值開始下降，在t6時刻下降至0。

7）工作模態7[t6—t7]：此階段，VCC反向給Lm充電，im反向增加。在t7時刻關斷S2，由于鉗位電容和S1結電容的存在，S2兩端電壓不能突變，故S2是零電壓關斷。

8）工作模態 8[t7—t8]：S2關斷后，Lm與 CS1諧振，CS1放電，從最大值Uin+VCC開始減小，勵磁電流繼續反向增加，直到t8時刻Vds1下降至Uin，勵磁電流反向達到最大。

式中：Zm為諧振電路特征阻抗。

9）工作模態9[t8—t9]：此階段，Lm與CS1繼續諧振，Vds1繼續下降，t9時刻減小至零，DS1導通，下個周期到來時，S1即可完成零電壓開通。變壓器一次、二次側電壓雖然被鉗位為零，但仍然會有勵磁電流存在，且保持幅值不變。

1.3 低匝比模式

為了提高輸入電壓的適應范圍，副邊開關管S3的占空比會隨著電壓的升高逐漸減小至零，進入關斷狀態，自動切換至低匝比工作，低匝比模式下主電路如圖4所示。低匝比模式工作下的變換器與傳統有源鉗位正激變換器類似，這里不再詳細分析。

圖4 低匝比模式下主電路圖Fig.4 Main circuit diagram in low turn ratio mode

2 控制策略分析

圖5給出該變換器的控制原理圖，其控制方法為：給定固定0.45占空比的PWM信號直接作為主電路鉗位開關管S2的驅動信號，給定固定0.5占空比PWM信號SA，與此同時，將輸出電壓處理后與提前設定的電壓基準進行比較，經PI調節器產生的PI信號與如圖5a所示的兩個三角波進行比較，產生兩路PWM信號Sa和Sb，該兩路信號再和SA進行邏輯與，得到S1，S3的驅動信號。

圖5 變結構有源鉗位正激變換器控制原理圖Fig.5 Variable structure active clamp forward converter control schematic

3 變換器特性分析

3.1 軟開關的實現

原邊功率管的軟關斷較為容易實現，而要實現其軟開通，則需合理地設置電路參數，所設置參數必須滿足以下關系：

Im(max)近似為

式中：n為變壓器匝比；Io為輸出電流。

將式（11）代入式（10）可得：

由式（12）可知，輸入輸出電壓不變時，采用變匝比結構，變壓器匝比的增大，一定程度上有利于零電壓開關ZVS的實現。

3.2 應力分析、寬輸入電壓范圍

Umax，Umin分別代表輸入電壓的極大、極小值，匝比切換電壓設置為Uk，變壓器副原邊匝比如下式所示：

為方便分析，假設：Uin=200～500 V，Uo=180 V，Uk=360 V，Po=500 W，S1最大占空比D1max=0.5，S3占空比最大為Dfmax=0.45。

當變換器在全輸入范圍內工作時，需滿足以下關系：

求得n1=1，n2=1.9。由此可算出副邊二極管電壓應力最大值范圍為

當匝比固定時，為保證變換器能在最大占空比工作時達到額定輸出，則需滿足：

求得n0=1.8。此結構下副邊二極管電壓應力最大，如下式：

同時，一次側S1的峰值電流可以表示為

由式（18）可以看出，變匝比技術可通過減低匝比n來降低主開關S1的電流應力。

由以上分析可知，在同等輸入電壓下，變匝比技術一定程度上降低了原邊主開關管的峰值電流和副邊二極管電壓應力，為提高輸入電壓范圍，創造了條件。

3.3 輸出濾波電感分析

傳統正激變換器的整流輸出電平在0和n0Uin之間變換。引入變匝比結構后，變壓器匝比可隨輸入電壓的變化而變換，當輸入電壓范圍為[Umin，Uk]時，變壓器副邊輸出為三電平，即 0，n1Uin，n2Uin。當輸入電壓升高，范圍為[Uk，Umax]時，變壓器切換到低匝比工作，變壓器副邊輸出為兩電平，即0，n1Uin。為說明匝比可變的有源鉗位正激變換器在減小濾波電感體積方面存在優勢，將其濾波電感電流紋波與傳統有源鉗位正激變換器電感電流紋波做了對比分析，如圖6、圖7所示。

圖6 傳統有源鉗位正激變換器整流電壓和濾波電感電流波形Fig.6 Traditional active clamp forward converter rectifier voltage and filter inductor current waveforms

圖7 變結構有源鉗位正激變換器整流電壓和濾波電感電流波形Fig.7 Variable structure active clamp forward converter rectifier voltage and filter inductor current waveforms

圖7中，Uo為輸出電壓，Urect為二次側整流后電壓，D0為傳統有源鉗位正激變換器下的占空比，D1與Df為變匝比變換器原邊開關管與副邊開關管的占空比，iLo1為傳統變換器的濾波電感電流，iLo2為變匝比變換器的濾波電感電流。假定兩變換器輸入、輸出、頻率等關鍵參數相等，傳統有源鉗位正激變換器輸入輸出關系式為

匝比可變的有源鉗位正激變換器輸入輸出關系式為

式中：D1，Df為不同輸入電壓下的有效占空比。

如圖6所示，傳統有源鉗位正激變換器輸出濾波電感可表示為

式中：f為工作頻率；ΔILo1為傳統有源鉗位正激變換器的電感電流脈動值。

如圖7所示，變結構有源鉗位正激變換器的輸出濾波電感可表示為

式中：ΔILo2為變匝比變換器的電感電流脈動值。

根據式（21）和式（22），以Lo1(max)為基準，對兩種變換器不同輸入電壓下的濾波電感進行歸一化處理，繪制出兩變換器濾波電感比較圖，如圖8所示。由圖8可知，變結構有源鉗位正激變換器的濾波電感值應當取下式的最大值：

圖8 兩變換器濾波電感比較Fig.8 Comparison of filter inductance of two converters

由圖8可知，變結構有源鉗位正激變換器的濾波電感是傳統有源鉗位正激變換器的0.8倍左右，由此可見，變匝比技術減小了濾波電感體積。

4 實驗驗證

為驗證理論分析，設計制作一臺500 W原理樣機，其參數如下：Uin=200～500 V，Uo=180 V，fs=50 kHz，Po=500 W。原邊開關管采用STW12N120K5，副邊開關管采用GT40WR21，副邊二極管采用DH20-18A。N1=13匝，N21=13匝；N22=12匝；Lo=1.45 mH；Co=470 μF。

圖9a、圖9b分別是變換器在穩態下輸入電壓為250 V，500 V工作的波形。圖中Vgs1為原邊主開關管驅動波形，Vgs3為副邊匝比切換開關管驅動波形，Uo為輸出電壓，Urect為變壓器副邊電壓。當Uin＜360 V時，原邊主開關占空比固定在0.5不變，副邊開關管參與調節，變壓器副邊輸出三電平，擴寬了輸入電壓范圍，提高了變壓器利用率；當Uin=360～500 V時，副邊開關管關斷，原邊開始調節，變換器切換到兩電平工作模式，減小了副邊整流電壓應力。

圖9 變換器輸出電壓波形Fig.9 Converter output voltage waveforms

圖10為變換器輸出電感電流波形，iLo為濾波電感電流。由圖10可知，變換器工作在高匝比工作下的電流紋波更加平緩，因此，濾波電感體積得到有效減小。

圖10 輸出電感電流波形Fig.10 Output inductor current waveforms

圖11為輸入電壓為500 V時S1，S2的軟開關波形，Vgs1，Vgs2為驅動波形，Vds1，Vds2為漏源電壓。由圖11可知，S1，S2均實現了零電壓開關。

圖11 Uin=500 V時，S1，S2軟開關波形Fig.11 S1，S2soft switching waveforms when Uin=500 V

圖12為變換器功率曲線圖。由圖12可知，在不同輸出功率下，變換器在輸入電壓范圍內均能達到較高效率，輸入電壓對變換器效率影響不大，變換器適用于寬輸入電壓范圍。

圖12 效率隨輸入電壓變化曲線Fig.12 Efficiency versus input voltage curves

5 結論

本文提出一種變結構有源鉗位正激變換器，通過詳細的理論分析及實驗驗證可知，該變換器具有以下優點：

1）變壓器匝比可隨電壓變換而自我調節，在高壓輸入時能有效降低副邊功率器件電壓應力，使變換器適應寬電壓輸入范圍。

2）原邊引入有源鉗位結構，實現了原邊開關管的ZVS，降低開關損耗，且占空比可以達到0.5，提高了效率。

3）變換器在高匝比工作時，電流紋波較小，減小了濾波電感的體積。