一種隔離型交錯并聯無電解電容LED驅動電路

林國慶， 陳偉， 黃秀玲

(福州大學 福建省新能源發電與電能變換重點實驗室，福州 350116)

0 引 言

LED憑借其發光亮度好、電能利用率高和工作壽命長等優點，被廣泛應用于多種照明應用場合[1-4]。驅動電源是保證LED發光品質和整體性能的關鍵。

在LED驅動電源中，為了平衡脈動輸入功率和直流輸出功率的差值，一般需要一個容量較大的儲能電容，該電容一般選用電解電容,而電解電容的壽命遠小于LED的使用壽命，成為制約LED驅動電路工作壽命的重要因素[5-8]。根據電解電容壽命預期阿列里烏斯(Arrhenius)模型，電解電容的工作壽命與溫度有關[9]，當LED工作環境溫度升高時，會進一步加快電解電容的失效，從而進一步影響驅動電路正常工作[10]。因此，無電解電容LED驅動電源是照明領域的研究熱點。

為了消除電解電容對LED驅動電源壽命的影響，現有技術方法大致可以分兩類[11]：一是在原有拓撲基礎上對控制方法進行改進[12-14]；二是構造新的電路拓撲來平衡脈動功率[15-23]。文獻[12]和文獻[13]通過在交流輸入側注入三次或五次諧波電流來降低輸入側的功率脈動從而來減小儲能電容的容值，注入的諧波電流越大，儲能電容的容值越小，其優點是不用改變電路的結構，缺點是注入諧波電流越大，LED驅動電源的功率因數越低，適用于對功率因數要求不高的小功率應用場景。文獻[14]在輸出側采用脈動電流驅動LED，使LED在輸入功率較大時多消耗能量，在輸入功率較小時不消耗或少消耗能量，降低輸出側的功率脈動，輸入側輸入電流幾乎不受影響，電路功率因數較高，但LED電流為低頻脈動，LED的發光品質會受到影響。

文獻[15]和文獻[16]提出了在兩級電路結構中實現無電解電容的方法，通過增大兩級間儲能電容電壓紋波來降低儲能電容容值，具有較高的功率因數，但與單級式結構相比，結構復雜、成本高，而且儲能電容上過大的電壓紋波會增大器件電壓應力，并影響Boost電路的正常工作。文獻[17]在傳統SEPIC型AC/DC變換器拓撲的基礎上引入填谷電路，使中間電容的容值和耐壓值均減小為原來的一半，結構較為簡單，但電容的容值減小量有限。文獻[18-21]采用多路DC/DC變換器進行優化組合，在保證高功率因數和輸入輸出功率脈動量不變的情況下，降低總的輸出電流脈動，從而去除了電解電容。文獻[18]主電路采用單級有源箝位flyback PFC變換器，輔助電路采用全橋式紋波抵消電路并與主電路輸出串聯來驅動LED，其優點是全橋結構只流過交流低頻脈動分量，變換器中的器件電壓應力較低，但控制較為復雜，而且對于LED負載，如果串聯電壓反向補償存在相差等情況，會導致LED燈電流有較大的變化，影響LED燈的正常使用。文獻[20]和文獻[21]采用flyback變換器作為主電路，輔助電路與主電路輸出并聯，通過電流的反向補償達到恒流驅動LED的目的，但主電路開關管電壓應力較高。文獻[22]和文獻[23]中將輔助雙向變換器并接在DC/DC變換器與負載之間，使得功率平衡電容對功率起到削峰填谷的作用，從而可以用恒定的功率驅動負載，電路具有較高的功率因數，適合在大功率場合應用。

本文提出一種交錯并聯無電解電容LED驅動電源，通過穩定輔助儲能電容電壓實現輸入瞬時功率與輸出功率的平衡，從而抑制輸出電流的低頻紋波，并通過增加輔助儲能電容上的電壓紋波進一步減小輔助儲能電容的容值，因此可以使用薄膜電容替代大容量的電解電容，提高電路的可靠性。

1 無電解電容LED驅動電路拓撲及工作原理

1.1 電路拓撲

圖1為所提交錯并聯無電解電容LED驅動電路，由隔離型交錯并聯Boost變換器和輔助功率平衡電路組成。交錯并聯Boost變換器由電感L1、L2、開關管S1和S2、變壓器T1和二極管D6～D9組成，用于實現功率因數校正和恒流輸出；輔助功率平衡電路由二極管D1、D4和D5、開關管S3、輔助儲能電容C1組成，用于平衡輸入瞬時功率和輸出功率的差值，抑制輸出電流的低頻紋波。

圖1 單級無電解電容LED驅動電路拓撲Fig.1 Circuit topology of proposed LED driver

1.2 工作原理

無電解電容LED驅動電路主要工作波形如圖2所示，ugs1、ugs2、ugs3分別為開關管S1、S2、S3的驅動電壓波形，vin、iin為輸入電壓和電流波形，pin、Po為輸入功率和輸出功率波形，vC1為輔助儲能電容C1兩端電壓波形，VC1為其平均值。電路分為兩種工作模態進行分析。

圖2 電路主要工作波形圖Fig.2 Main waveforms of proposed circuit

1.2.1pin>Po時變換器工作模態分析

當pin>Po時，電路關鍵波形如圖3所示。

圖3 pin>Po時變換器關鍵波形圖Fig.3 Key operating waveform of the circuit when pin >Po

輔助開關管S3始終關斷，變換器通過調節開關管S1、S2的占空比實現輸出恒流，通過調節S1、S2的死區時間將多余能量儲存在輔助儲能電容C1中。該工作模態包含6個階段，各個階段等效電路圖如圖4所示。

圖4 pin>Po時電路各模態等效電路圖Fig.4 Equivalent circuits of different modes when pin >Po

1)(t0-t1)階段：t0時刻，開關管S1導通，S2關斷，整流電路輸出電壓通過二極管D1和D2、開關管S1對電感L1線性充電；電感L2通過二極管D1和D3、開關管S1和變壓器T1向負載釋放能量。

2)(t1-t2)階段：t1時刻，電感L2電流減小到0，二極管D3、D7、D8截止，LED負載由輸出濾波電容Co供電。

3) (t2-t3)階段：t2時刻，開關管S1關斷，電感L1通過二極管D2、D4和D1向輔助儲能電容C1釋放能量，電容C1電壓增加。

4) (t3-t4)階段：t3時刻，開關管S2導通，開關管S1保持關斷，整流電路輸出電壓通過二極管D1和D3、開關管S2對電感L2線性充電；電感L1通過二極管D1和D2、開關管S2和變壓器T1向負載釋放能量。在此階段，為了保證電感L1中的能量僅向負載側傳遞，整流電路輸出電壓和輔助儲能電容電壓之和必須滿足

|vin(t)|+vC1(t)>nVo。

(1)

式中：vin(t)為整流電路輸出電壓；vC1(t)為輔助儲能電容電壓；n為變壓器原副邊匝比；Vo為輸出電壓。

5)(t4-t5)階段：t4時刻，電感L1電流減小到0，二極管D2、D6和D9截止，LED負載由輸出濾波電容Co供電。

6)(t5-t6)階段：t5時刻，開關管S2關斷，開關管S1保持關斷，電感L2通過二極管D1、D3和D5向輔助儲能電容C1釋放能量。t6以后電路又重復上一個開關周期工作。

1.2.2pin

pin

圖5 pin

輔助開關管S3在開關管S1關斷前一段時間導通，通過控制S3的工作占空比，使一個工頻周期內輔助儲能電容電壓平均值VC1保持穩定。該工作模態包含5個階段，各個階段等效電路如圖6所示。

圖6 pin

1)(t0-t1)階段：t0時刻，開關管S1導通、開關管S2關斷，整流電路輸出電壓通過二極管D1、D2和開關管S1對電感L1線性充電；電感L2通過二極管D1和D3、開關管S1和變壓器T1向負載釋放能量。

2)(t1-t2)階段：t1時刻，電感L2電流減小到0，二極管D3、D7、D8截止，此時由輸出濾波電容Co給LED負載供電。

3)(t2-t3)階段：t2時刻，輔助開關管S3導通，整流電路輸出與輔助儲能電容C1一起分別通過開關管S3、二極管D2和開關管S1對電感L1繼續充電和通過輔助開關管S3、二極管D3、變壓器T1、開關管S1對電感L2充電。

4)(t3-t4)階段：t3時刻，開關管S1、S3關斷，開關管S2導通。整流電路輸出電壓通過二極管D1、D3、開關管S2對電感L2充電；電感L1通過二極管D1、D2、開關管S2和變壓器T1向負載釋放能量。在此階段，為了保證電感L1中的能量僅向LED負載側傳遞，整流電路輸出電壓和輔助儲能電容電壓之和也必須滿足式(1)要求。

5)(t4-t5)階段：t4時刻，電感L1電流減小到0，二極管D2、D6、D9截止，此時輸出濾波電容Co給LED負載供電。t5以后電路重復上一開關周期工作。

2 電路功率因數和紋波控制策略分析

2.1 功率因數分析

如圖1所示，兩路交錯并聯的boost PFC變換器具有對稱性，當工作在斷續模式時，電感L1電流在一個開關周期內的平均電流為

(2)

式中：D為2個主開關管的工作占空比；TS為其工作周期；k=(nD2TSVo)/(2L)；α=Vm/nVo。

(3)

由式(3)可以得到半個工頻周期內輸入電流和輸入電壓隨時間變化曲線如圖7所示，輸入電流在半個工頻周期內的變化近似為正弦波，且相位與輸入電壓相位一致，因此電路可以實現高功率因數。

圖7 輸入電壓與輸入電流波形Fig.7 Waveforms of the input voltage and input current

2.2 紋波控制策略

2.2.1 輔助儲能電容大小與電壓紋波的關系

假設驅動電源的功率因數及效率均為1，則瞬時輸入功率為

pin(t)=VmImsin2(ωt)=

Po-Pocos(2ωt)。

(4)

式中：Vm、Im為輸入電壓和電流幅值；Po為輸出功率；ω為輸入電壓角頻率。

由于LED負載輸出功率是恒定的，因此輔助儲能電容上存儲的功率為

pC1(t)=-Pocos(2ωt)。

(5)

圖2所示，在[T/8,3T/8]時間內，瞬時交流輸入功率高于直流輸出功率，將多余的能量存儲在輔助儲能電容中，則有

(6)

根據電容的儲能特性，儲存在輔助儲能電容C1中的能量大小也可表示為

C1VC1ΔVC1。

(7)

結合式(6)和式(7)，得到輔助儲能電容的容值大小和功率的關系為

(8)

2.2.2 低頻紋波控制策略

基于上述分析，為了去除電解電容，需要對輸出電流的低頻紋波進行抑制。提出利用輔助功率平衡電路平衡輸入瞬時功率與輸出功率的差值，從而抑制輸出低頻電流紋波的產生。下面分兩種情況進行分析。

1)pin>Po，輔助儲能電容能量的存儲過程。

在[T/8,3T/8]階段，通過控制主開關管S1和S2的死區時間Δt1=t3-t2，將多余的能量暫存到輔助儲能電容C1中，從而削平輸出電流的低頻紋波。由1.2.1分析可知，一個開關周期中負載電流大小io可表示為

(9)

式中電感L1在t3時刻電流為

可以得到一個開關周期內負載電流的大小io和死區時間Δt1的關系式為

(10)

則可得S1和S2的死區占空比為

(11)

當輸出電流io為恒定值時，死區占空比d(t)隨時間t變化的關系曲線如圖8(a)所示，為近似于正弦波的曲線。

圖8 死區占空比隨時間變化曲線Fig.8 Curve of the dead zone duty cycle with time

因此，為使變換器實現恒流輸出，只要主電路開關管S1、S2的工作占空比D按下式規律變化，即

D=0.5-K1a[N]。

(12)

式中：a[N]為如圖8(b)所示的幅值為1的標準正弦變化數組；K1為主開關管S1、S2的死區占空比系數。則當N從0到100逐漸遞增時，主開關S1、S2的死區占空比即可近似按圖8(a)的規律變化。根據輸出電流紋波的大小，通過調節K1值改變開關管S1、S2的死區時間，以調節存入輔助儲能電容C1中的能量大小，從而抑制了輸出電流io的低頻紋波。

2)pin

在[3T/8,5T/8]階段，主開關管S1和S2以0.5的固定占空比交錯導通，通過控制輔助開關管S3的導通時間Δt2=t3-t2，將存儲在輔助儲能電容中的能量向負載釋放，補償了pin

(13)

t3時刻電感L1和t5時刻電感L2的電流分別為：

(14)

(15)

可以得到負載電流io與輔助開關管S3導通時間Δt2的關系式為

(16)

由式(16)可得開關管S3的導通占空比為

(17)

由式(17)可知，當輸出電流io為恒定值時，輔助開關管S3的占空比k(t)隨時間t變化的關系曲線如圖9(a)所示，k(t)為一近似于三角波的曲線。為使變換器實現恒流輸出，通過設定輔助開關管S3的工作占空比D3，使之按下式的規律變化，即

D3=K2b[N]。

(18)

式中：K2為輔助開關管S3占空比系數；b[N]為如圖9(b)所示幅值為1的標準三角波函數變換數組。

則當自然數N從0到100逐漸遞增時，輔助開關管S3占空比即可按照圖9(a)規律變化，從而通過調節占空比系數K2值，填平了輸出電流io的低頻紋波。

圖9 開關管S3的占空比隨時間變化的關系曲線Fig.9 Relationship between duty cycle of S3 and time

輔助開關管S3的占空比系數K2是通過控制輔助儲能電容電壓的平均值得到。具體控制原理如圖10所示。通過采樣電容C1電壓的平均值VC1_f，與給定的參考信號VC1_ref比較，經PI調節，得到輔助開關管S3占空比系數K2；當檢測到pin

圖10 功率平衡控制原理圖Fig.10 Schematic diagram of power balance control

3 關鍵參數設計

3.1 電感設計

由于電路結構具有對稱性，分析時以電感L1為例，設電感量均為L。為使變換器能夠實現功率因數校正功能，由2.1節分析可知，電感設計時，應保證交錯并聯Boost電路電感電流始終工作在斷續模式。因此當pin>Po時，應滿足

(19)

結合式(9)和式(14)，可得電感L1、L2的電感值必須滿足以下條件：

(20)

同理，當pin

(21)

為保證在全范圍內電感電流工作在斷續模式，電感L1、L2取式(20)和式(21)計算結果的較小值。

3.2 輔助儲能電容設計

輔助儲能電容用來平衡瞬時交流輸入功率與直流輸出功率的差值，其電壓瞬時值的表達式為

(22)

由式(22)可知，輔助儲能電容C1的電壓最小值為

(23)

其電壓平均值為

(24)

在滿載情況下結合式(8)計算電容C1的容值。此外，輔助儲能電容容值的大小必需兼顧開關管的電壓應力，同時還要滿足式(1)的關系式。

假設電容電壓的最大值VC1_max不超過330 V，則令VC1_max=330 V。根據式(23)和式(24)可以得到輔助儲能電容電壓最小值VC1_min、平均值VC1和輔助儲能電容C1的關系曲線，如圖11所示。根據關系曲線，最終選擇輔助儲能電容C1為6.6 μF。當VC1_max=330 V時，可得VC1=297.6 V，VC1_min=265.1 V，該最小電壓可保證輔助儲能電容電壓與整流電路輸出電壓之和始終大于反射電壓nVo。

圖11 輔助儲能電容電壓平均值、最小值和C1的關系曲線Fig.11 Relationship between the average and minimum voltage of auxiliary energy storage capacitor and C1

4 實驗驗證

為驗證所提出的單級無電解電容LED驅動電路的可行性，搭建了一臺40 W的LED驅動電路實驗樣機，實驗樣機如圖12所示。實驗參數如下：輸入電壓范圍85～130 V，輸出功率Po=40 W，輸出電流Io=600 mA，濾波電容Co=6.6 μF，輔助儲能電容C1=6.6 μF，電感L1=L2=900 μH，開關管S1和S2型號為65F6310,開關管S3采用FQPF10N60C，二極管D2、D3、D4及D6～D9型號均為FR207。實驗結果如下。

圖12 單級無電解電容LED驅動電路實驗樣機Fig.12 Experimental prototype of the proposed LED driver

圖13為輔助儲能電容電壓vC1、整流電路輸出電壓|vin|、輸出電流io和開關管S3驅動電壓波形?？梢钥闯?，當輸出濾波電容為Co=6.6 μF，輸出電流近似為一平直直線，因此可以用薄膜電容替代電解電容，驗證了所提拓撲的可行性。

圖13 無電解電容LED驅動電路主要實驗波形圖Fig.13 Main experimental waveforms of the proposed circuit

圖14為pin>Po時電路主要工作波形，圖15為pinPo時多余的能量，放電過程補償了pin

圖14 pin>Po時主要工作波形Fig.14 Key experimental waveforms when pin>Po

圖15 pin

表1為輸出濾波電容Co=6.6 μF時，不同死區占空比系數K1下的實驗結果?？梢钥闯?，占空比系數K1變化時輔助儲能電容電壓平均值VC1基本保持不變，K1越大，輔助儲能電容電壓脈動ΔVC1越大，輸出電流低頻紋波ΔIo越小，低頻紋波抑制效果越好，但電路的功率因數降低。因此K1的選取需要綜合考慮輸出電流低頻紋波大小和電路功率因數的要求，與理論分析相符。

表1 不同死區占空比系數K1的電路測試結果

為了進一步驗證低頻紋波的抑制效果，測試了死區占空比系數K1為0.06時不同輸出濾波電容下的輸出電流波形，如圖16所示?？梢钥闯?，當輸出濾波電容Co=6.6 μF時，輸出電流低頻紋波為83.3%；當Co=330 μF時，輸出電流的低頻紋波仍有33.3%，可見如果死區占空比系數K1取值太小，低頻紋波抑制效果較差，電路不能實現無電解電容。

圖16 不同輸出濾波電容Co的實驗波形圖Fig.16 Experimental waveforms of different output filter capacitor Co

圖17為變換器效率、功率因數隨輸入電壓的變化曲線，從圖17可知，輸入電壓在85 V至130 V變化范圍內，功率因數均大于0.95，效率高于81%。

圖17 變換器效率、功率因數隨輸入電壓的變化曲線Fig.17 Variation curves of converter efficiency and power factor with different input voltages

5 結 論

本文提出了一種隔離型交錯并聯無電解電容LED驅動電源，通過穩定輔助儲能電容電壓實現了輸入輸出功率的平衡，從而抑制了輸出電流的低頻紋波，并可通過調節輔助儲能電容上的電壓紋波進一步減小輔助儲能電容的容值。實驗結果表明，所提出電路方案在輸出濾波電容為6.6 μF時，輸出電流紋波可以降至16.7%，功率因數PF>0.95，因此可以用薄膜電容取代，從而實現了無電解電容化。本電路拓撲采用了交錯并聯結構，可以有效降低輸入電流高頻紋波和開關器件的電流應力；僅有少量脈動功率經過輔助功率平衡電路進行二次變換，提高了轉換效率；輔助儲能電容吸收了變壓器漏感引起的電壓尖峰，開關管電壓應力低。