相位不敏感的100 GHz光子毫米波相干探測技術

許煒梁，周擎奕，王繼寬，鄒昱聰，張 教,，朱 敏,

(1.東南大學 移動通信國家重點實驗室，江蘇 南京 210096；2.網絡通信與安全紫金山實驗室，江蘇 南京 211111)

0 引言

隨著5G時代的到來，4K/8K視頻、虛擬現實、增強現實、云計算和物聯網等應用在相當大的程度上對實時通信速率提出了更高的要求[1-4]。光無線融合(FWI)技術結合了光纖通信大容量和無線通信靈活接入的優勢，是滿足這些應用需求的關鍵技術之一[5]。在未來的6G時代，傳統低頻段通信已不能滿足日益劇增的數據流量的迫切需求，載波頻率向更高頻率發展并逐步邁入太赫茲波段是一個必然的趨勢[6-9]。由于全電方式產生太赫茲波受制于電子器件的帶寬瓶頸，一般采用光子輔助方式產生太赫茲信號[5]。為了進一步提升傳輸系統容量，一般采用高頻譜效率的調制格式，比如脈沖幅度調制(PAM)和正交幅度調制(QAM)。

QAM信號的產生需要I/Q調制器、I/Q不平衡的補償和載波恢復算法，這大大增加了系統成本和DSP復雜度。而PAM信號因為僅在幅度上有信息，在相位上沒有承載信息，所以通過低成本的強度調制器就可以產生[10]。文獻[11]基于強度調制-直接探測(IM-DD)實現了在城域網和接入網的PAM4信號傳輸。但是，直接檢測只能用較低的接收機靈敏度得到PAM信號的幅度信息。為了減少信道色散的影響并提高接收機靈敏度，可以使用相干探測代替直接探測并使用簡單的DSP算法進行恢復處理[12]。由于使用了強度調制器，相干系統的成本可以有效降低。文獻[8,9]實驗驗證了使用強度調制相干探測實現W波段的PAM-4信號的無線傳輸，但是由于產生的PAM-4信號是相位敏感的，需要額外的載波恢復算法，增加了DSP復雜度。另外，以上的工作并沒有對設備參數進行全面的比較和分析，比如激光器線寬，DAC和ADC的分辨率等等。

在本文中，一個基于強度調制和相位不敏感的外差相干探測100 GHz的PAM-4信號無線傳輸仿真被實現，并對三種不同比特率情形下的設備參數進行了全面的比較和分析。在發射端，用馬赫增德爾調制器實現PAM-4信號的強度調制，然后通過將兩個自由運行的激光器外差拍頻產生100 GHz的無線信號。因為只有信號的強度被調制，避免了載波恢復算法，減少了DSP的復雜度。本文分為3部分，第1部分對強度調制外差相干探測和DSP的原理進行介紹；第2部分展示了仿真平臺和仿真結果及分析；第3部分對文章進行總結。

1 原理

1.1 強度調制外差相干探測

在發射端使用一個基于鈮酸鋰(LiNbO3)晶體的馬赫增德爾調制器(MZM)，當MZM工作在推挽模式時，上下兩臂的外接電壓幅度相同但電場方向相反，即u1(t)=-u2(t)=u(t)/2。MZM的光場(P)和光功率(E)傳輸函數的表達式為[1]

(1)

(2)

式中Vπ是產生π相移的驅動電壓，稱為半波電壓。MZM光場和光功率的傳輸響應曲線如圖1所示。在功率的傳輸曲線上有兩個工作點需要注意，一個是正交傳輸點，此時的偏置電壓Vbias=-Vπ/2或Vπ/2，相應的輸入電壓的擺幅為Vπ，輸出功率為最大功率的一半；另一個是最小傳輸點，此時的偏置電壓Vbias=-Vπ或Vπ，相應的輸入電壓的擺幅為2Vπ，輸出功率為0。若MZM偏置在最小傳輸點，當輸入電壓經過該點時，除了幅度被調制以外，還發生了π的相位跳變，所以在接收端需要使用載波恢復算法來恢復相位，這種情況被稱之為相位敏感。由圖1的曲線可以看出MZM是一個非線性調制器，當最小傳輸點的輸入電壓的擺幅小于2Vπ時可以避免失真。若MZM偏置在正交點且輸入的電壓擺幅小于Vπ，那么就只實現了幅度調制，避免了載波恢復算法，減少了DSP復雜度，這種情況被稱之為相位不敏感，但是該點的線性區比最小傳輸點的線性區要小，從而導致該點OSNR的靈敏度相比最小傳輸點要小。

圖1 MZM調制器的光場和光功率的傳輸函數曲線

外差拍頻產生THz信號的方案如圖2中無線傳輸之前所示，兩路獨立的激光器ECL-1和ECL-2各自發出光信號，其中一路調制傳輸信號，隨后兩路光信號耦合進入光電探測器(PD)。利用具有平方率特性的PD，兩路光信號之間進行拍頻，可以產生載波頻率為兩路光頻率之差的太赫茲信號。由于兩路光源獨立，因此會造成頻率漂移現象，存在相位噪聲。但這種方案結構簡單，成本不高，能靈活產生所需要的太赫茲信號，并且產生的相位噪聲在接收端可以通過數字信號處理算法補償。下面對外差拍頻產生THz信號進行理論分析。

圖2 外差拍頻產生太赫茲信號和外差相干探測方案

假設兩路激光器輸出的光信號分別表示為

(3)

式中A1和A2分別代表兩路光信號的幅度，f1和f2分別代表光信號的頻率，θ1(t)和θ2(t)分別代表各激光器的初始相位信息，其中第一路光經過數據信息調制后，表示為

Es(t)=A1S(t)exp[j2πf1t+jθ1(t)]，

(4)

式中S(t)代表調制的PAM信號，隨后兩路光信號在耦合器中耦合，信號為

(5)

進入PD后，兩路光拍頻產生的光電流可以表示為

(6)

式中R代表PD的響應度。

式(6)可以簡化為

(7)

式中fΔ代表f1和f2之差，θΔ(t)代表θ1(t)和θ2(t)之差，控制兩路激光器輸出的光頻率差，可以得到所需要的太赫茲頻率fTHz。

圖2為無線傳輸之后外差相干探測的示意圖，利用一個本振源RF和一個混頻器(Mixer)實現太赫茲信號的下變頻。通常本振源的頻率遠低于接收到的太赫茲信號的頻率，因此需要使用額外的倍頻器進行倍頻，再在混頻器中與太赫茲信號混頻至中頻IF，隨后中頻信號IF經示波器采集并進行解調。外差相干探測需要額外的射頻源和混頻器，成本較高，但是具有很高的接收靈敏度，并且在接收端可以利用DSP算法補償傳輸中的噪聲。

1.2 發送端和接收端DSP流程

1.2.1 發送端。發送端生成PAM-4符號的離線DSP流程圖如圖3(a)所示。首先將PAM-4符號映射成{0,1,2,3}，經過2倍上采樣后，用一個根升余弦濾波器(RRC)進行脈沖成形以減少信號帶寬。脈沖成形是解決窄帶寬設備的帶寬受限和符號間干擾(ISI)的有效方法[13]。成形之后的數據送入到DAC進行數模轉換。

1.2.2 接收端。接收端恢復PAM-4的離線DSP流程圖如圖3(b)所示。首先將經過ADC的數字中頻信號進行數字下變頻操作以下變頻至基帶信號，然后進行重采樣操作使得1個符號有2個采樣點。由于在實際系統中，本地的采樣時鐘與發射機信號時鐘并不同步，所以ADC的采樣點多數情況下并非信號的最佳采樣點。采用數字平方濾波時鐘恢復算法，通過提取出信號異步采樣序列相應的定時誤差相位來重新定義時鐘，找到最佳插值點，實現信號時鐘恢復[14]。時鐘恢復后，為了補償偏振模色散，先采用恒模算法(CMA)進行預收斂，然后采用4個參考模值的級聯多模算法(CMMA)進行進一步的信道均衡[15,16]。其中，4個參考模值分別為A1=0.5(R1+R2)，A2=0.5(R3-R1)，A3=0.5(R4-R2)和A4=0.5(R4-R3)，經過迭代，最終PAM4信號的誤差接近于零。由于相位不敏感情況下只有幅度上有信息，所以不需要使用載波恢復算法來恢復相位信息，直接可以從恢復的圓環信息中進行判決。

圖3 (a)相位不敏感發送端DSP流程圖(b)相位不敏感接收端DSP流程圖

2 仿真及結果分析

2.1 仿真平臺

如圖4所示為基于強度調制外差相干探測的相位不敏感PAM-4太赫茲信號產生和無線傳輸的仿真平臺。長度為213的5.75 GBd的PAM-4信號由圖3(a)的發送端DSP得到，4個符號被映射成{0,1,2,3}，其中RRC的滾降因子α為0.4，DAC的分辨率為8位，采樣率為92 GSa/s。在中心局，激光器ECL-1產生穩定而連續的光載波，波長為1553.6 nm，DAC輸出的信號經過電放大器放大后通過MZM調制在光載波上，MZM被偏置在正交傳輸點，半波電壓Vπ為2 V。被調制的光載波經過EDFA放大器對功率損耗進行補償后，注入25 km的標準單模光纖(SSMF)鏈路中進行傳輸，再通過光衰減器VOA-1實現對接收光功率(ROP)的控制。在基站單元，激光器ECL-2作為本振光源，波長為1552.8 nm，通過光耦合器OC進行耦合。圖5(a)為頻率差為100 GHz的兩束激光耦合的光譜。經過一個光衰減器VOA-2實現對進入PD的輸入光功率(IOP)的控制。經過PD外差拍頻后產生100 GHz的太赫茲無線信號，通過一對喇叭天線(HAs)進行太赫茲信號的無線傳輸。這里我們只考慮了背靠背的無線傳輸情況。在用戶端，接收到的太赫茲信號與一個60 GHz的射頻源通過一個混頻器進行混頻操作，混頻之后產生40 GHz的中頻信號。圖5(b)為40 GHz中頻信號的電譜，圖中的頻率調制現象是由帶通濾波器的濾波效應造成的。得到的中頻信號經過電放大器放大后被采樣率為80 GSa/s的示波器捕獲，然后進行如圖3(b)所示的離線DSP處理。圖5(c)，(d)，(e)分別為經過下采樣、時鐘恢復和信道均衡后的星座圖?？梢钥闯?，由于{0,1,2,3}的映射關系，最終星座點收斂成4個圓環，中間最小的圓環半徑接近于零，激光器線寬造成的相位噪聲引起了星座點的旋轉。不過由于相位上沒有承載信息，所以避免了載波的相位恢復，每一個環就代表PAM-4信號的一個幅度。

圖4 基于強度調制的相位不敏感外差相干探測的PAM-4太赫茲信號產生和無線傳輸的仿真平臺

圖5 (a) 頻率差為100 GHz的兩束激光耦合的光譜; (b) 40 GHz中頻信號的電譜; (c) 下采樣; (d) 時鐘恢復; (e) 信道均衡

2.2 仿真結果

本論文分別對波特率為2.875、5.75和11.5 GBd的100 GHz PAM-4信號無線傳輸的BER性能進行了全面的仿真。仿真參數包括滾降因子、激光器線寬、DAC分辨率、ADC分辨率、接收光功率(ROP)和輸入光功率(IOP)。這里選擇3.8×10-3作為誤比特率BER的參考門限值。誤比特率BER和脈沖成形滾降因子α的關系仿真曲線如圖6(a)所示。脈沖成形是解決帶寬受限設備符號間干擾的有效方法，代價是信號的帶寬增大?？梢钥闯霎敠翞?，即信號通過一個奈奎斯特濾波器時，系統性能最差。這是因為盡管奈奎斯特濾波器可以使得信號的帶寬最小，但與此同時信號也更容易受到定時誤差的影響，受ISI的影響更大。

圖6 誤比特率分別與(a)滾降因子(b)線寬(c)偏置電壓(d)驅動電壓的關系曲線

由圖6(a)還可以看出當波特率為11.5 GBd時，性能最佳的α約為0.4，由于系統帶寬受限，當α大于0.4時，系統的性能開始惡化。而對于2.875和5.75 GBd的低波特率情況，當滾降因子大于0.4時，系統的性能一直保持最佳狀態。所以，我們選擇滾降因子α=0.4。圖6(b)分別給出了三種波特率情況下ECL-1和ECL-2的激光器線寬和BER的關系，可以看出當激光器線寬達到105KHz時，系統的BER性能開始變差，所以選擇104KHz作為最佳的激光器線寬。圖6(c)和(d)分別顯示了三種波特率情況下MZM偏置電壓、驅動電壓和BER的關系。本仿真中MZM的半波電壓Vπ設置為2 V，當偏置電壓和驅動電壓分別為1 V和0.26 V時，系統的BER性能是最佳的。當MZM的驅動電壓保持在最佳狀態不變，改變偏置電壓的值，或者保持MZM的最佳偏置電壓不變，改變驅動電壓的值，系統的性能都會急劇惡化。所以，當改變其中一個參數時，另一個參數也要隨之改變，以使系統的性能最佳。

由于在發送端信號進行了脈沖成形，2位的DAC不能實現產生PAM-4信號。由圖7(a)可以看出，3位的DAC就可以使得BER保持在門限值3.8×10-3以下，并且當DAC的位數繼續增大時，系統的BER保持穩定。圖7(b)所示的ADC分辨率與BER的關系曲線與圖7(a)類似，當ADC位數大于3時，三種波特率情況下的BER都小于門限值3.8×10-3。圖7(c)顯示了接收光功率(ROP)和BER的關系曲線，ROP指的是進入光耦合器OC之前的光功率，可以用來衡量接收機的靈敏度?？梢钥闯?，提高ROP是提升BER性能的有效方式。和波特率為11.5 GBd的情況相比，2.875 GBd和5.75 GBd的系統分別獲得了6.5 dB和3.5 dB的接收機靈敏度增益，并且它們的最佳ROP為-32 dBm。隨著波特率的增大，系統性能越來越差，此時需要增大ROP來提升系統的性能。圖7(d)顯示了BER和輸入光功率(IOP)的關系曲線，IOP是指進入PD的光功率。在三種不同的波特率情況下，保持ROP為-32 dBm不變，相比波特率為11.5 GBd的情況，2.875 GBd和5.75 GBd的系統分別得到5 dB和3 dB的功率增益。

圖7 誤比特率分別與(a)DAC分辨率； (b) ADC分辨率； (c) 接收光功率；(d) 輸入光功率的關系曲線

3 結論

本文中我們基于強度調制和相位不敏感的外差相干探測，分別對2.875、5.75、11.5 GBd三種不同比特率的100 GHz的PAM4信號無線傳輸進行了仿真，全面比較了各個設備參數與BER性能的關系，包括滾降因子、激光器線寬、MZM偏置電壓和驅動電壓、DAC和ADC分辨率、ROP以及IOP。隨著比特率的增加，誤碼性能隨之下降。這些仿真對于光子輔助的太赫茲波段電光器件的設計具有重要的指導意義。