“電力電子技術”課程整流電路的教學方法研究

林維明

（福州大學 電氣工程與自動化學院，福建 福州350108）

0 引言

“電力電子技術”課程中整流電路是出現最早的電力電子電路，電路的早期功能是將交流電變為直流電，原有教學重點在相控整流電路，對網側特性、諧波限制標準和抑制技術分析較少［1～3］。但是隨著電力電子技術發展、電網質量提高和用電環境需要，整流電路就不僅僅是將交流電變為直流電，而功率因數校正、諧波抑制和滿足各類網側輸入電流諧波限制標準成為了AC-DC整流電路研究主題，1975年以來許多國家和國際組織都頒布制訂了交流電網側的電磁兼容標準［4～6］。本文開展整流電路的教學改革研究，跟蹤電力電子與電力傳動學科日益活躍的發展現狀，面對各種新技術、新電路拓撲不斷涌現，各種新的應用領域持續發展，為加強本科生知識范圍和實踐能力，對整流電路的知識結構進行了系統的梳理和深入分析。本文圍繞諧波與功率因數分析、功率因數校正和諧波抑制技術，詳細分析各類整流電路工作原理、特性和關鍵參量，探索“電力電子技術”教學新方法。

1 整流電路性能指標

1.1 功率因數、諧波分析基礎

1）諧波

（1）非正弦電壓一般滿足狄里赫利條件，可分解為傅里葉級數；

（2）基波（fundamental）-在傅里葉級數中，頻率與工頻相同的分量

（3）諧波-頻率為基波頻率大于1整數倍的分量，即2，3，4，…n次諧波

（4）諧波次數-諧波頻率和基波頻率整數比；

（5）n次諧波電流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示

（6）電流諧波總畸變率以THDi（Total Harmonic Distortion）定義為

2）功率因數

（1）正弦電路中的情況：正弦電路的功率因數λ是由電壓和電流的相位差φ決定的：λ=cosφ

（2）非正弦電路中的情況：公用電網中，通常電壓的波形畸變很小，而電流波形的畸變可能很大。因此，不考慮電壓畸變，研究電壓波形為正弦波、電流波形為非正弦波的情況有很大的實際意義。

設正弦波電壓有效值為U，畸變電流有效值為I，基波電流有效值及與電壓的相位差分別為I1和φ1，有功功率為：P=UI1cosφ1，可得功率因數為：

基波因數ν=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比；

位移因數（基波功率因數）——cosφ1

3）功率因數和諧波抑制的關系

（1）設AC-DC變流電路的輸入電壓為為正弦，輸入電流為非正弦，其有效值為：

式中，I1、I2、…In…分別為電流基波分量、二次諧波、n次諧波電流的有效值。

（2）定義總諧波失真（THD）：

Ih為所有諧波電流分量的總有效值。從前面的描述可以清楚的看到，高功率因數和低諧波是一致的。

1.2 IEC1000-3-2諧波限制標準

為了將電網中電壓和電流波形失真控制在允許范圍內，國際權威機構和我國相繼制訂、頒發了控制和限制電網網側輸入電流諧波的電磁兼容標準，如IEEE519、IEC1000-3-2和GB/T14549-93等電磁兼容標準［5］，其是強制性規范要求。以國際電工委員會頒布標準為例，如圖1所示。

圖1 IEC1000-3-2設備分類表（2000版）

根據電力電子設備的用途，上述各類裝置制訂不同的電流諧波限制。新電磁兼容標準最重要的的變化是如何劃分D類電力電子設備。

2 不控整流電路特性分析

圖2為單相不控整流電路及其工作波形；

圖2 單相不控整流電路及其波形

工作原理分析：在u2正半周過零點至ωt=0期間，因u2＜ud，故二極管均不導通，此階段電容C向R放電，提供負載所需電流，同時ud下降。至ωt=0之后，u2將要超過ud，使得VD1和VD4開通，ud=u2，交流電源向電容C充電，同時向負載R供電。電容被充電到ωt=θ時，ud=u2，VD1和VD4關斷。電容開始以時間常數RC按指數函數放電。當ωt=π，即放電經過π-θ角時，ud降至開始充電時的初值，另一對二極管VD2和VD3導通，此后u2又向C充電，與u2正半周的情況一樣。

圖3所示是三相不控整流電路與工作波形。

圖3 三相不控整流電路及波形

工作原理分析：當某一對二極管導通時，輸出直流電壓等于交流側線電壓中大的一個，該線電壓既向電容供電，也向負載供電。當沒有二極管導通時，由電容向負載放電，ud按指數規律下降。

關鍵參量分析；δ指VD1和VD4導通的時刻與u2過零點相距的角度，θ指VD1和VD4的導通角?？傻茫?/p>

為滿足如IEC1000-3-2的網側諧波標準要求，近年來發展了無源功率因數校正技術，其典型電路有：

1）LC無源功率因數校正（圖4）

圖4 LC無源功率因數校正

電路工作分析：LC電路中的電感也可以達到限制諧波的目的。一個足夠大的電感可以減小電流的峰值，并且在時間上將電流波形拓寬來減少諧波以使之符合標準。

2）填谷式無源功率因數校正（圖5）

圖5 填谷式無源功率因數校正

電路工作分析：這種電路工作基于電容和二極管網絡的串并聯特性，增大二極管的導通角，從而使輸入電流波形得到改善。

3 相控整流電路特性分析

3.1 單相橋式相控整流電路

1）電阻負載

單相橋式電阻負載電路如圖6所示；

圖6 單相電阻負載整流電路與工作波形

關鍵參量關系

直流輸出電壓平均值Ud為：

2）帶電感性負載的工作情況

單相橋式阻感負載電路如圖7所示；

圖7 單相相控阻感負載整流電路與工作波形

整流電路輸出平均電壓Ud為：

3）網側諧波與功率因數

帶阻感單相相控整流電路，網側輸入電流i2如圖8所示。

圖8 網側輸入電流波形

開展圖8中的電流波形傅里葉級數分析：

基波和各次諧波有效值：

功率因數為：

3.2 三相橋式整流電路特性分析

三相橋式整流電路如圖9所示；

圖9 三相橋式全控整流電路

1）帶電阻負載時的工作情況

三相橋式電阻負載電路工作波形如圖10所示；

圖10 三相帶電阻負載時α=0°時的波形

工作過程分析：對于共陰極組的3個晶閘管，陽極所接交流電壓值最大的一個導通；對于共陽極組的3個晶閘管，陰極所接交流電壓值最低（或者說負得最多）的導通；任意時刻共陽極組和共陰極組中各有1個SCR處于導通狀態。其余的SCR均處于關斷狀態。從線電壓波形看，ud為線電壓中最大的一個，因此ud波形為線電壓的包絡線。

工作特性分析：當α≤60時，ud波形均連續，對于電阻負載，id波形與ud波形一樣，也連續；當α＞60時，ud波形每60°中有一段為零，ud波形不能出現負值；帶電阻負載時三相橋式全控整流電路α角的移相范圍是120°。

2）電感性負載時的工作情況

三相橋式阻感負載電路工作波形如圖11所示。

圖11 三相阻感負載時α=30°時的波形

工作過程與特性分析：α≤60°時，ud波形連續，工作情況與帶電阻負載時十分相似；區別在于：由于負載不同，同樣的整流輸出電壓加到負載上，得到的負載電流id波形不同；α＞60°時，電感性負載時的工作情況與電阻負載時不同，電感性負載時，由于電感L的作用，ud波形會出現負的部分；帶電感性負載時，三相橋式全控整流電路的α角移相范圍為90°。

3）關鍵參數分析

當整流輸出電壓連續時（即帶電感性負載時，或帶電阻負載α≤60°時）的平均值為：

帶電阻負載且α＞60°時，整流電壓平均值為：

4）網側諧波與功率因數

帶阻感三相相控整流電路，網側輸入電流波形如圖12所示：

圖12 網側輸入電流波形

基波和各次諧波有效值：

功率因數為：

4 有源功率因數校正電路分析

4.1 有源功率因數校正原理

有源功率因數校正變換技術APFC（Active Power Factor Correction）：在整流器和濾波電容之間增加一個DC/DC開關變換器。其主要思路是：選擇輸入電壓為一個參考信號（近似為正弦），使得輸入電流跟蹤參考信號，實現輸入電流的低頻分量與輸入電壓為一個近似同頻同相的波形，以提高PF和抑制諧波；同時采用電壓反饋，使輸出電壓近似乎平滑的直流輸出電壓。

APFC的電路原理圖如圖13所示。主電路由單相橋式整流器和DC/DC變換器組成，其它塊狀組成為控制電路。

圖13 APFC電路原理圖

電路工作原理分析如下：主電路的輸出電壓uo和基準電壓比較uref后，輸入給電壓誤差放大器CA，整流電壓udc檢測值和電壓誤差放大器uA的輸出電壓信號共同加到乘法器的輸入端，乘法器M的輸出信號則作為電流反饋控制信號的基準信號，輸入電流的波形與整流電壓udc的波形基本一致，使網側電流諧波大為減少，提高了輸入端的功率因數。由于功率因數校正器中存在輸出電壓反饋環，這樣在提高功率因數的同時，也能確保輸出電壓的穩定。

4.2 Boost升壓型功率因數校正電路

連續導電模式控制在各種應用中被廣泛使用，因為它具有幾個優點。峰值電流應力低，從而使得開關和其他元件損耗較小。而且，輸入紋波電流低且頻率恒定，這使得濾波任務變得簡單易行。

圖14是一個Boost升壓型功率因數校正電路的高頻整流電路原理圖及波形圖。

圖14 連續模式APFC的典型方法

電路工作原理分析如下：將Boost電路輸出電壓vo和指令電壓vo*輸入一個PI電壓誤差放大器VAR，VAR輸出一個近似直流量k。將主電路整流橋后電壓與k變量共同送入乘法器輸入端，用乘法器輸出參量作為電感電流指令電流ir，將實測電感電流、ir一起送入電流誤差放大器CAR，得到輸出控制電壓vr，vr與載波構成PWM調制單元，最后輸出驅動信號vG驅動Boost電路開關管T，使得輸入電感電流與交流電源電壓波形同相。圖14電路拓撲中，Boost升壓型變換器具有如下優點：

（1）輸入電流是連續的，這樣電網濾波容易；

（2）儲能電感也作為濾波抑制RFI和EMI噪聲；

（3）電流波形失真??；

（4）共發射級（或共源級）使驅動電路簡化；

（5）輸出功率大。

由于這些優點，Boost變換器這種拓撲結構廣泛地應用于APFC電路中，取得較高的功率因數和效率，并適用于大功率APFC的場合。其缺點是輸出電壓沒有隔離，輸出電壓總是高于輸入電壓。

4.3 反激隔離型功率因數校正電路

圖15是一個工作于斷續DCM模式的反激隔離型功率因數校正電路的高頻整流電路原理圖及波形圖，其工作原理分析如下：

圖15 DCM模式的Flyback功率因數校正電路

將反激電路輸出電壓vo和指令電壓vo*送入一個PI電壓誤差放大器VAR，VAR輸出一個控制變量ΔV，PWM調制單元根據ΔV的大小產生一定脈寬的驅動信號，占空比D與ΔV成正比。開關電流ip與開關管導通時間和直流電壓瞬時值vdc=abs（vs）的乘積成正比。使得輸入開關電流與交流電源電壓波形同相。

4.4 單級功率因數校正電路

單級方案將PFC前級與后級直流-直流變換器兩級結合成一級，兩級復用一個開關管，調節一個變量。圖16為一種典型的Boost變換器與反激變換器集成的單級PFC電路。

圖16 一種典型的單級PFC電路

單級電路工作原理分析：單開關在一個開關周期中按照一定的占空比導通，開關導通時，輸入電源通過開關給升壓電路中的L儲能，同時CB通過開關給反激變壓器儲能。開關關斷時，輸入電源與L一起給CB充電，反激變壓器同時向副邊電路釋放能量。開關的占空比由輸出電壓調節器決定，在輸入電壓及負載一定的情況下，CB兩端電壓在工作過程中基本保持不變，開關的占空比也基本保持不變；輸入功率中的100 Hz波動由CB進行平滑濾波。

5 PWM整流電路分析

圖17為單相PWM整流電路，圖18為PWM整流電路運行方式相量圖；

圖17 單相PWM整流電路

圖18 運行相量圖

單相PWM整流電路工作原理分析：當us＞0時，由V2、VD4、VD1、Ls和V3、VD1、VD4、Ls分別組成了兩個 升壓斬波電路。以包含V2的升壓斬波電路為例，當V2導通時，us通過V2、VD4向Ls儲能，當V2關斷時，Ls中儲存的能量通過VD1、VD4向直流側電容C充電。當us＜0時，由V1、VD3、VD2、Ls和V4、VD2、VD3、Ls分別組成了兩個 升壓斬波電路，工作原理和us＞0時類似。

三相PWM整流電路如圖19所示。

圖19 三相PWM整流電路

圖19所示電路工作原理分析：與前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相：

（1）對電路進行SPWM控制，在橋的交流輸入端A、B和C可得到SPWM電壓，對各相電壓按圖18的相量圖進行控制，就可以使各相電流ia、ib、ic為正弦波且和電壓相位相同，功率因數近似為1。

（2）該電路也可以工作在 圖18的逆變運行狀態及圖c或d的狀態。

6 結語

“電力電子技術”課程中AC-DC整流電路是出現最早的電力電子電路，電路的早期功能是將交流電變為直流電，原有教學重點在相控整流電路，對網側特性、限制標準和相關抑制技術分析較少。但是隨著時代的發展，功率因數校正、諧波抑制和滿足各類網側輸入電流諧波限制標準成為了AC-DC整流電路主題。本文圍繞諧波與功率因數、功率因數校正和諧波抑制技術，系統梳理與詳細分析不控整流電路、相控整流電路、有源功率因數校正和PWM整流器等各類整流電路工作原理、特性和關鍵參量，探索一種新型“電力電子技術”教學方法。