三維電場傳感器微弱信號放大電路的設計與實驗研究

趙 瑋，張海濤，李治中，袁 媛

(中國人民解放軍陸軍工程大學國防工程學院，江蘇南京 210007)

0 引言

三維電場檢測技術在航空、航天、電網等領域具有重要的應用需求[1-2]。目前，三維電場傳感器多采用三維場磨式[3]。由于場磨式三維電場傳感器工作原理是由電機帶動屏蔽轉子旋轉而產生交變的電流信號，由于電流非常微弱，大小通常為pA量級，并伴有不同程度的噪聲干擾，導致電流信號的信噪比不足；電流信號與電場強度無法呈現比例關系，導致傳感器測量系統的線性度不足；同時存在零點漂移現象，導致無法進行A/D轉換，因此需要研究一種信號處理電路將電場傳感器感應的信號進行放大處理，提高信噪比，以達到A/D轉換的要求。

文獻[4]為了解決微弱信號放大電路中零點漂移、放大失真等缺陷，設計了一種基于AD620的高精度微弱信號放大器，可用于放大各型號傳感器輸出的微弱信號以及作為傳感器的變送器使用。文獻[5]針對高溫核磁共振測井儀應用條件下井下極微弱信號檢測中的噪聲與溫度可靠性問題，設計了一款前置放大電路，確定了電路參數，并通過高溫試驗驗證了電路溫度可靠性。文獻[6]提出了一種新的小信號溫度補償設計方案，采用高精度的差分輸入信號電橋電路，選用AD8429超低噪聲、低溫漂、高共模抑制比儀表放大器，提高了液體質量測量精度。在上述文獻研究的基礎上，本文針對場磨式三維電場傳感器輸出信號微弱的問題，設計一種I-V積分變換電路，對微弱電流信號進行放大；為了實現信號A/D轉換要求，設計一種二級差分放大電路和偏置電路，通過Multisim 12.0仿真和實驗驗證設計電路的有效性。

1 三維電場傳感器信號處理方法

三維電場傳感器感應電極產生6路μA量級以下的微弱電流信號，為了避免微弱電流信號的相互干擾，需要分別處理不同方向上的感應電流信號，其信號處理方法如圖1所示，之后經過A/D轉換輸入到微處理器，計算獲得實時的電場強度，再將電場強度通過無線模塊至上位機。

圖1 信號處理方法

X、Y、Z三維方向感應電流信號的處理方法基本一致，感應電極產生的微弱電流信號處理電路如圖2所示，首先對兩路感應電流信號進行I-V變換，將微弱的電流信號轉換為電壓信號；再進行差分放大，然后經過偏置電路，向上平移以達到A/D轉換的有效范圍。因為電場傳感器的輸出信號在進行放大的過程中容易混入電機旋轉帶來的基波干擾、交流用電器帶來的工頻干擾、電磁噪聲干擾、偏置電路帶來的直流分量、諧波干擾等無用信號，因而需要進行FFT濾波分解，分解出有效的電場信號。

圖2 微弱信號處理電路

2 前置積分I-V放大電路

2.1 前置積分I-V放大電路設計

設計的前置積分I-V變換電路如圖3所示，它是一種負反饋電流放大電路，可以得到與輸入電流成比例的電壓信號[7]。Cf是前置放大器的反饋電容，在反饋電容Cf兩端并聯一個反饋電阻Rf，能夠為反饋電容Cf提供卸放路徑，同時穩定放大器的直流工作點、減小零點漂移，在輸入端串聯電阻R1來限制高頻響應。運算放大器(OPA)采用JFET輸入的TL072型OP放大器，輸入阻抗1012Ω、最大功耗僅為680 mW、正常情況下輸入偏置電流為65 pA、輸入失調電流為5 pA、開環電壓增益為106 dB，在f=1 kHz時，輸入換算噪聲電壓Vn只有18 nV/(Hz)1/2，輸入換算噪聲電流僅為0.01 nA/(Hz)1/2，內部噪聲低。

圖3 前置積分放大電路

2.2 前置I-V變換電路仿真分析

采用Multisim 12.0[8]對前置I-V變換電路頻率響應特性進行仿真分析，為后期電路的制作提供可靠的理論依據和優化的電路設計參數。電路的頻率響應特性主要包括幅頻特性和相頻特性，幅頻特性是指電路的電壓放大倍數與頻率的關系，相頻特性是指輸出信號與輸入信號的相位差與頻率之間的關系。本仿真設計的目的：驗證電路的通頻帶寬是否滿足要求；通過修改電路中電阻電容的參數，使通頻帶的中心頻率與電場傳感器軸向感應電極和徑向感應電極的輸出頻率相匹配，提高系統靈敏度和抗干擾能力。頻率響應仿真電路原理圖如圖4所示。

圖4 頻率響應仿真電路圖

頻率響應仿真電路的輸出幅頻響應為帶通，通頻帶如式(1)所示。

BW=fH-fL

(1)

式中：BW為通頻帶；fH為上限頻率；fL為下限頻率。

為了最大限度提高系統靈敏度，將幅頻響應的中心頻率調到與電場傳感器軸向感應電極和徑向感應電極的輸出頻率相一致的位置，因此將放大電路幅頻響應通頻帶的下限頻率fL設置大于120 Hz，上限頻率fH設置小于240 Hz，中心頻率應該在120～240 Hz的中間位置，即為180 Hz左右。

帶通濾波器的截止頻率受積分電容和反饋電阻的影響，如式(2)所示：

(2)

式中：fc為帶通濾波器的截止頻率；C1為積分電容；R2為反饋電阻。

減小R2或C1，截止頻率增大，電路的中心頻率向高頻特性延伸、帶寬增大；相反，增大R2或C1，截止頻率減小，電路的中心頻率降低，帶寬變窄。一般選取kΩ級別以上的電阻，可以減小電路噪聲，輸入電阻R1不影響電路的頻率響應，阻值為1 kΩ。

為了研究R2、C1對電路頻率響應的影響，分別對選取的多組的R2、C1進行仿真。

根據式(2)，分別采用2種模型進行仿真，模型1反饋電阻R2為定值1 MΩ，模型2積分電容C1為定值0.5 nF，分別記錄通頻帶的中心頻率和帶寬如表1和表2所示。

表1 模型1條件下通頻帶的中心頻率和帶寬

表2 模型2條件下通頻帶的中心頻率和帶寬

從表1中可以看出，在反饋電阻不變的情況下，積分電容C1的值越大，I-V電路的中心頻率越低，通頻帶寬越窄。當R1=1 kΩ，R2=1 MΩ，C1=0.5 nF，電路的中心頻率為186 Hz，滿足中心頻率與電場傳感器軸向感應電極和徑向感應電極的輸出頻率相匹配的要求，此時測量系統輸出靈敏度最高，因此以R2=1 MΩ，C1=0.5 nF作為模型2的定量參數值。

從表2中可以看出，在C1不變的情況下，R2的值越大，I-V電路的中心頻率越低、帶寬越窄。仿真結果與理論分析相符，減小反饋電阻、減小積分電容的值會使頻率特性向高頻延伸，可以提高測量系統的靈敏度，但同時電路的噪聲會增加，因此要合理選取積分電容和反饋電阻的值。在本文設計的前置電路中，選取R2=1 MΩ，C1=0.5 nF，可以使測量系統的靈敏度最高。

3 二級差分放大電路

將前置I-V變換電路輸出的2路電壓信號輸入到二級差分放大電路，輸出信號與傳感器電位變化無關，噪聲相互抵消，提高了電路的抗干擾能力。二級差分放大電路采用 AD620，增設1個外部電阻R4，在1～10 000倍的范圍內設置增益，如式(3)所示：

(3)

式中：G為增益，無量綱量；R4為外部電阻，kΩ；R0為49.4 kΩ。

由于AD620的輸入阻抗高，導致輸入電壓對于偏置電流的敏感度高，在2個差分輸入端分別增加卸荷電阻R9和R10。二級差分放大電路原理如圖5所示。

圖5 二級差分放大電路原理圖

綜合考慮系統靈敏度和量程，且由于本系統的A/D轉換器為ARM內置的12位AD，量程Umax為3.6 V，最小分辨率如式(4)所示：

(4)

由于電場傳感器獲得的微弱電流信號為pA級，放大至mV級后可滿足A/D轉換采樣。

4 偏置電路

A/D轉換有效電壓為0～3.3 V，放大信號幅值需要在其滿量程范圍內。信號放大電路輸出信號為正弦信號，偏置電路作用是將信號放大電路輸出的耦合電壓沿Y軸向上平移。因此偏置電路通過調節R13將AD620的參考電壓端REF設置為1.6 V，然后再進行有效的A/D轉換，其原理如圖6所示。

圖6 偏置電路原理圖

信號放大電路的整體原理如圖7所示。第一級是反比例積分電荷放大電路，采用的集成運算放大器(OPA)是低噪聲的高性能電荷放大器TL072，將傳感器一對感應電極輸出的電流信號分別轉換為放大的電壓信號，在同相輸入端接平衡電阻R3和R8，用來防止失調電壓的發生，減小輸入端的偏置電流，電阻值為R3，如式(5)所示：

圖7 信號放大電路原理圖

(5)

實驗測試時發現第一級放大電路輸出的電壓會有1～2 V的直流偏移，為了濾除直流偏移，在第一級放大電路的輸出端加上10 μF的陶瓷電容C2和C4。

5 信號放大電路的性能測試

對三維電場傳感器Z軸感應電極的輸出波形進行測試。測試過程中，信號源由場磨式三維電場傳感器提供，感應電極表面有微弱的電流通過直流電機帶動屏蔽轉子的旋轉交替產生，微弱電流信號通過測試放大電路后通過示波器觀察，波形如圖8所示。

圖8 傳感器Z軸感應電極產生的波形

由圖8可知，Z軸感應電極輸出信號的波形接近于正弦波，峰值大約為13 mV，頻率為240 Hz左右，放大效果較為理想，可有效的進行A/D轉換。

6 結束語

由于場磨式三維電場傳感器產生的信號存在信噪比不足、零點漂移等現象，導致信號放大電路靈敏度不足，放大后產生的信號信噪比不足且存在零點漂移現象，無法進行有效的A/D轉換。為了解決以上問題，研究了一種包含I-V積分變換電路、差分放大電路以及偏置電路的微弱信號放大電路。通過Multisim 12.0仿真對I-V積分變換電路中的反饋電阻與積分電容的參數進行優化，優化了電路的通頻帶的中心頻率和帶寬，提高了I-V積分變換電路的靈敏度，有效降低了噪聲對測量系統的干擾，提高了放大后信號的信噪比；設計了一種二級差分放大電路及偏置電路，滿足了信號的A/D轉換要求。將場磨式三維電場傳感器的輸出信號經過設計的放大電路進行實際測試，實驗證明了本電路有效提高了信號放大電路的靈敏度和信噪比，同時提高了電路的抗干擾能力，驗證了設計電路的有效性。