Ku 波段200 W GaN 功率放大器的設計與實現

蘇 鵬，顧黎明，唐世軍，周書同

（南京電子器件研究所，南京 210016）

1 引言

作為雷達和通信系統中的關鍵元器件，功率放大器的能耗占到了系統能耗的很大一部分，所以提高單個功率放大器的效率和功率可以極大地降低系統的能耗，同時還能減小整機系統的尺寸和重量，這對于雷達和衛星通信系統來說至關重要。作為采用第三代寬禁帶化合物半導體材料制作的功率器件，GaN 高電子遷移率晶體管（HEMT）具有功率密度大、擊穿電壓高、附加效率高、散熱能力強等特點，在功率器件應用領域相較于第一代半導體Si 和第二代半導體GaAs具有明顯的性能優勢。同時GaN HEMT 器件能夠在更高的結溫條件下工作，這就使得GaN 器件能夠承受更大的熱耗，也就具有更大的輸出功率，能夠很好地滿足系統對高功率、高效率、小尺寸的性能指標要求[1]。

近幾年，國內外也有相關的文章報道了GaN HEMT 器件在Ku 波段的應用，其輸出功率主要集中在100 W 以內[2-5]。輸出功率超過100 W 的大功率放大器少有報道，主要是因為Ku 波段的功率放大器一般都采用MMIC 的形式設計制作，受芯片尺寸和散熱能力的限制，其輸出功率一般都在50 W 以內，采用混合集成電路設計制作的Ku 波段放大器輸出功率也在100 W 以內。傳統的功率管由于法蘭的存在會增加放大器的尺寸，針對Ku 波段雷達對功率放大器小尺寸、大功率、高效率的需求，本文研制了一款基于0.25 μm GaN 工藝、采用內匹配電路形式設計制作的200 W 功放載片。功率放大器采用銅-鉬銅-銅載板作為載體，將GaN HEMT 管芯和以Al2O3陶瓷基板制作的匹配電路以及匹配電容集成在一塊載體上，實現了大功率和小尺寸的統一。研制完成的功率放大器整體尺寸為18 mm×11.8 mm×1.5 mm，在漏極電壓為36 V、脈沖周期為1 ms、占空比為10%的測試條件下，實現了14.5～15.0 GHz 頻帶內200 W 以上的輸出功率，7 dB以上的功率增益，38%～43%的附加效率。該功率放大器可用于替換各種發射組件里面的電真空器件，提高組件可靠性，同時由于其尺寸小、功率大的特點，可以減小組件尺寸。

2 GaN 管芯工藝與結構

本文選用的9.6 mm GaN HEMT 管芯由南京電子器件研究所設計制作，GaN HEMT 管芯橫截面如圖1所示，其包括SiC 襯底，它具有支撐、散熱和電磁屏蔽的作用，未摻雜的GaN 緩沖層，AlN 插入層以及AlGaN 勢壘層，AlN 插入層能夠提高器件的電子遷移率和頻率特性，同時還能夠減小器件的晶格失配[6]。

圖1 GaN 晶體管橫截面

該管芯實測擊穿電壓大于180 V，最大跨導為360 mS/mm。在15 GHz、36 V 條件下，管芯功率密度大于6.5 W/mm，考慮匹配及合成網絡的損耗，為實現200 W 以上的功率輸出，功率放大器采用4 個9.6 mm 管芯進行合成。

采用以上工藝設計制作的GaN HEMT 管芯結構如圖2 所示，該管芯柵極分為8 個胞，每個胞之間連接有電阻，可以提高管芯的穩定性，防止自激震蕩。當器件工作在較高頻率時，管芯的寄生參數會對器件產生比較大的影響，常規的管芯源級接地是通過空氣橋將源級引出到輸入端再通過接地孔到地，該結構使得管芯源級到地電感增大，會嚴重影響其頻率特性，降低其增益和效率等指標，同時柵極還會引入一個電感，增大輸入匹配難度。通過將接地通孔直接制作在源條上可減小寄生參數，在提高管芯頻率特性的同時還能減小柵極串聯的電感，使得管芯輸入更易匹配。

圖2 9.6 mm GaN HEMT 管芯結構

采用HFSS 仿真軟件對2 種結構的接地孔進行建模仿真，仿真模型如圖3 所示。

圖3 接地孔仿真模型

通過仿真得出2 種結構的Y 參數，利用式（1）計算出接地孔的電感值L：

其中，Im[Y(1,1)]為Y 參數的虛部。

模型仿真得出的Y 參數如圖4 所示，通過式（1）可計算出2 種結構的電感值分別為67.8 pH 和19 pH?？梢钥闯?，將接地孔直接制作在源條上的電感值只有將接地孔通過空氣橋連接到管芯輸入端電感值的28%左右。

圖4 接地孔電感仿真結果

將通孔直接制作在源條上，由于通孔里面填充的是空氣，其熱導率相對于SiC 襯底要低很多，因此會降低器件的散熱能力。以單個管芯為例，輸入功率為10 W 時，輸出功率在65 W 左右，功率附加效率（PAE）在45%左右，因此，最大熱耗大概在70 W。采用紅外熱成像儀測試管芯結溫，在脈寬為100 μs、周期為1 ms的條件下，瞬態功耗為70 W 時管芯瞬態結溫為150 ℃，能夠滿足GaN 管芯結溫低于225 ℃的要求。管芯瞬態結溫如圖5 所示。

圖5 管芯瞬態結溫

3 電路的設計與實現

3.1 管芯模型建立

為了實現功率放大器匹配網絡的精準設計，提高一次設計成功率，就需要得到管芯精準的等效模型。功率放大器管芯的模型分為小信號模型和大信號模型，放大器的輸入端采用小信號模型來設計匹配網絡。簡化的管芯小信號模型[7]主要參數由在片測試系統測量得到，一般通過對模型管管芯進行在片直流、微波參數測試，再將測試數據輸入到模型軟件中完成小信號模型的提取，在使用ADS 仿真軟件進行仿真設計時即可調用小信號模型來設計輸入匹配網絡[8]。

管芯輸出阻抗一般采用負載牽引測試系統對4 胞模型管（4×120 μm）管芯進行負載牽引測試，根據負載牽引測試結果得到管芯在最佳功率匹配點（Pout-Max）和最佳效率匹配點（ηPAE-Max）的負載阻抗值Z 以及對應的輸出功率Pout和功率附加效率ηPAE，結果見表1。

表1 15 GHz 下最佳功率點和最佳效率點的性能

480 μm 管芯最佳功率匹配點的負載阻抗為19.9+j31.8，根據共軛匹配原理，管芯最佳功率匹配點的輸出阻抗為19.9-j31.8，可等效為一個70.7 Ω 的電阻和一個0.24 pF 的電容并聯；同理，可得到管芯最佳效率匹配點輸出阻抗可等效為一個89.0 Ω 的電阻和一個0.22 pF 的電容并聯。按比例推算出9.6 mm 管芯的阻抗，最佳功率匹配點的輸出阻抗可等效為一個3.5 Ω 的電阻和一個4.8 pF 的電容并聯，最佳效率匹配點的輸出阻抗可等效為一個4.45 Ω 的電阻和一個4.4 pF 的電容并聯。在實際設計時對最佳功率匹配點和最佳效率匹配點進行折中處理，最終得到9.6 mm管芯的輸出阻抗可等效為一個4.0 Ω 的電阻和一個4.6 pF 的電容并聯。

3.2 電路設計與實現

匹配電路的目的在于對4 胞管芯進行功率分配和合成，同時實現一定的阻抗變換，將輸入、輸出阻抗匹配到50 Ω。功率放大器的匹配網絡拓撲結構如圖6 所示。從圖6 可以看出，整個匹配網絡先采用1 級L-C-L阻抗變換對管芯阻抗做適當提升，同時抵消其虛部，以便于功率合成，一般通過這一步先將管芯阻抗提升至10～15 Ω，然后通過功分器實現功率合成和阻抗變換，最終使得輸入、輸出阻抗為50 Ω[9]。

圖6 功率放大器匹配網絡拓撲

輸入、輸出匹配電路選用氧化鋁陶瓷基板設計制作，其介電常數為9.9，厚度為380 μm；輸入、輸出電容采用介電常數為38、厚度為180 μm 的陶瓷基板設計制作，鍍金厚度為5 μm。電感采用金絲鍵合線，電感量L 可由式（2）近似計算：

其中，D 為金絲直徑，n 為金絲根數，l 為金絲長度，s 為金絲間距。

陶瓷電路、電容和管芯通過290 ℃金錫焊料燒結在銅-鉬銅-銅載體上，圖7 為功率放大器實物照片，裝配完成后一般還需根據測試結果對金絲長度和匹配電容值進行微調，以使器件性能達到最佳[10]。

圖7 功率放大器實物

4 測試結果

對設計、制作完成的功率放大器進行測試，測試條件為：漏極電壓36 V，脈寬100 μs，周期1 ms，輸入功率46 dBm，測試結果如圖8 所示，在14.5～15 GHz頻帶內，輸出功率均達到200 W 以上，最高輸出功率達到230 W，帶內功率增益在7 dB 以上，功率附加效率在38%以上，最高附加效率達到43%。

圖8 功率放大器的性能測試結果

對功率放大器進行熱分析，測量放大器在脈寬為100 μs、周期為1 ms、輸入功率為46 dBm 時的瞬態結溫，具體測試結果見圖9。從圖9 可以看出，功率放大器正常工作時瞬態結溫為158 ℃，溫度低于GaN 的最高結溫225 ℃，能夠很好地滿足器件對結溫的要求。

圖9 功率放大器瞬態結溫

本研究設計的功率放大器與國內外工作頻率接近的產品的性能指標對比結果如表2 所示，VDS為產品的漏極電壓?？梢钥闯?，其輸出功率和附加效率相對于同類產品具有明顯優勢。

表2 相近頻率同類產品性能比較

5 結論

本文基于南京電子器件研究所的0.25 μm GaN HEMT 工藝平臺，設計、制作了4 管芯合成的工作在Ku 波段的高功率、高效率功率放大器，在14.5～15.0 GHz頻率范圍內，放大器輸出功率大于200 W，最大輸出功率達230 W，功率增益大于7 dB，功率附加效率達到38%，最大功率附加效率為43%，尺寸為18 mm×11.8 mm×1.5 mm。