K波段同軸渡越時間振蕩器研究

于 狀,巨金川,張 威,周云霄,李 瑩,何昌杰,姚宏濤

(國防科技大學前沿交叉學科學院,長沙410073)

K波段是頻率范圍為18～26 GHz的電磁波,對應的波長范圍為11.54～16.67 mm,具有增益高、相對頻帶寬等特點[1],應用十分廣泛。然而,現階段關于K波段的高功率微波源鮮有公開報道,因此開展K波段高功率微波源的研究具有重要意義。

渡越時間振蕩器(transit-time oscillator, TTO)具有結構簡單、工作穩定及模式單一等特點,已成為一種重要的高功率微波產生器件[2]。然而關于高功率輸出TTO的相關研究大多集中在C、X等波段[3-5],在Ku及以上高頻段的器件輸出功率相對較低,主要原因是高頻段器件尺寸較小,器件的功率容量有限。在前期的Ku波段TTO仿真中,采用同軸結構的單級三間隙調制腔與三間隙集中式能量提取腔,實現了1 GW的微波輸出功率,電子束調制深度為123.5%,束波功率轉換效率為30%,器件過模比為4.1[6];在Ka波段TTO仿真中,采用同軸結構的單級四間隙調制腔與三間隙集中式能量提取腔,實現了1.27 GW的微波輸出功率,電子束調制深度為121%,束波功率轉換效率達38.5%,器件過模比約為8.9[7]。采用大過模比、同軸結構多間隙調制腔與多間隙提取腔是增大高頻段器件功率容量的一種常用方式。而所述Ku與Ka波段的高頻段器件結構存在電子束電流進一步增大,對電子束的調制能力不足的問題,不能進一步滿足提高輸出功率的需求。

如何提高電子束調制深度、增大器件功率容量成為高頻段器件實現更高輸出功率研究的重點。本文采用大過模比同軸結構,設計了一種兩級多間隙調制腔與多間隙分布式能量提取結構的K波段高功率渡越時間振蕩器。在電子束中心半徑為45.5 mm(過模比約為5.7)的條件下,對器件進行了模擬仿真,結果表明,該器件能夠輸出的微波功率為2.2 GW,束波功率轉換效率達44%,輸出微波頻率為18.55 GHz,且頻譜純凈。

1 器件高頻結構設計

圖1為本文設計的TTO結構示意圖。由圖1可見,TTO主要由二極管、反射器、第一級調制腔、第二級調制腔及雙通道分布式提取腔等結構組成。其中,反射器的作用是隔離漂移通道中的橫電磁波(transverse electromagnetic wave, TEM),避免其反向泄漏到二極管區域,干擾電子束的正常發射與傳輸[8]。TTO器件工作過程如下：二極管產生的電子束經過兩級調制腔的速度調制后,在漂移段中進行密度調制,在此過程中基波電流不斷增大,最終電子束到達提取腔位置,此時基波電流達到最大值,隨后電子束中的交流功率轉換成微波功率通過兩個同軸波導輸出。

圖1 本文設計的TTO結構示意圖

1.1 兩級調制結構

調制腔的作用是對電子束進行初步調制,是TTO實現高基波電流調制深度的關鍵結構。調制腔的間隙數目、耦合系數及級數等參數都對電子束調制深度有重要影響。這些影響都可通過腔中電場模式分布與外觀品質因數Qe等參數進行表征。其中,Qe表示腔體耦合輸出微波功率的能力。研究表明,調制腔間隙數目越多,基波電流調制深度越高,最終實現的功率轉換效率也越大;然而腔體間隙數目過多,又會導致腔中模式隔離度減小,容易引入非工作模式而影響器件的正常工作,因此腔體數目一般采用三間隙。但三間隙調制腔對電子束的調制能力不足,為實現K波段2 GW的微波輸出功率,需增加第二級調制腔。由于電子束到達第二級調制腔時已攜帶了較強的諧波信號,在第二級調制腔中會激勵起頻率相近的本征場,為減少被激勵的非工作模式數目[9]并增大腔體的功率容量,第二級調制腔采用單間隙梯形結構[10]。最終確定的兩級調制腔由三間隙矩形腔與單間隙梯形腔級聯的方式構成,圖2為兩級調制腔級聯結構示意圖。

圖2 兩級調制腔級聯結構示意圖

采用電子負載電導理論[11]計算得到第一級三間隙調制腔中不同縱模對應的歸一化電子電導G/G0隨傳播常數β的變化關系如圖3所示。由圖3可見,傳播常數β為0.39～0.53時,只有TM012模式可被激勵起來,因此選擇TM012模作為腔體工作模式。

圖3 第一級調制腔中不同縱模對應的歸一化電子電導隨傳播常數的變化關系

此外,傳播常數β與二極管的工作電壓V的關系可表示為

(1)

其中：f為腔體工作頻率(本文調制腔工作頻率為18.6 GHz);c為光速。當β為0.45時,TM012模式的歸一化電子電導絕對值最大,此時對應的二極管電壓為500 kV,因此選500 kV作為器件的工作電壓。

與速調管放大器不同,TTO中腔體之間有耦合,加載第二級調制腔后必然會影響到第一級調制腔對電子束的調制,所以兩級腔體的Qe值選擇必須適當。第一級調制腔基波電流I隨Qe的變化關系如圖4所示。由圖4可見,當Qe<588時,隨Qe值的增大,基波電流調制能力不斷增強,即圖中的區域I;當Qe值繼續增大時,腔體泄漏能量減小,對腔中電場的影響變小,電流調制能力達到飽和,基波電流穩定在11.3 kA附近,即圖中區域II。設基波電流最大處與第一級調制腔的第三間隙最右端之間的距離為D(即電子束漂移距離),由于要級聯第二級調制腔,為了不影響后續腔體的加載,D值不能太小。

圖4 第一級調制腔基波電流隨Qe值的變化關系

第一級調制腔基波電流I、距離D及腔體諧振頻率f隨Qe值的變化關系如圖5所示。由圖5可見,隨Qe值的增大,距離D逐漸減小,這是因為Qe值增大,腔體調制能力增強,在實現相同基波電流調制深度時,電子束漂移距離變短。而諧振頻率f主要與腔體徑向尺寸有關,隨Qe值的變化不明顯。

綜合圖4與圖5的結果,第一級調制腔應選擇基波電流調制深度比較高、電子束漂移距離較長的結構,即應選用高Qe值腔體,經過仿真優化后選擇腔體的Qe為3 125。

圖5 第一級調制腔基波電流I、距離D及腔體諧振頻率f隨Qe的變化關系

經高度調制的電子束到達第二級調制腔時已攜帶了大量的交流分量,因此在第二級調制腔處小信號理論已不再適用。第二級調制腔只起到電流放大作用,電流的頻率由第一級調制腔牽引。在第一級調制腔Qe為3 125的條件下,對第二級調制腔進行測試。圖6為基波電流與腔中微波場飽和時間隨第二級調制腔Qe的變化關系。由圖6可見,隨Qe的增大,基波電流急劇減小,這是因為Qe太大時腔體對電子束調制能力較強,而經過第一級調制的電子束已攜帶大量能量,再經第二級調制腔深度調制后出現了過調制現象,電子束去群聚使基波電流反而減小;同時,由于Qe太大,導致腔體中電場填充時間太長,造成腔體中電場飽和時間明顯增加。圖7為電子束離開第二級調制腔后獲得最佳群聚時,電子束漂移距離D隨Qe值的變化關系。由圖7可見,隨Qe的增加,最佳漂移距離D逐漸減小,尤其是當Qe>2 000時,D接近2 mm,這已影響了后續提取腔的加載。綜合圖6與圖7的結果,確定第二級調制腔應采用較小的Qe值,經過仿真優化后選擇采用腔體的Qe為296。

圖6 第二級調制腔基波電流I與電場飽和時間t隨Qe值的變化關系

圖7 電子束離開第二級調制腔后獲得最佳群聚時,電子束漂移距離D隨Qe值的變化關系

在二極管電壓為500 kV,電流為10 kA,外加導引磁場磁感應強度為0.78 T的條件下,對上述選用的兩級調制腔進行測試,有無第二級調制腔時,基波電流隨軸向位置的變化關系如圖8所示。由圖8可見,與無第二級調制腔相比,級聯第二級調制腔后,基波電流由原來的11.4 kA增加到13.1 kA,調制深度提高了17%,總調制深度達到131%,為器件高效率輸出奠定了基礎。

圖8 有無第二級調制腔時基波電流隨軸向位置的變化關系

1.2 雙通道分布式能量提取結構

從電子束中提取交流功率轉化成微波功率的能力及腔體表面最大電場強度是提取腔的兩個關鍵參數[12]。集中式與分布式能量提取結構如圖9所示。圖9(a)為TTO中常見的集中式能量提取結構,即所有能量在提取腔最后一個間隙通過耦合口輸出。隨著器件工作頻率的提高與輸出功率的增大,對提取腔的功率容量要求也越高,研究表明,通過增加提取腔間隙數可降低腔體表面最大電場強度[13],但產生非工作模式的可能性也越大,所以必須改變提取腔結構來增大功率容量。研究表明,三間隙提取腔中最大電場強度常出現在第二間隙下端,因此考慮在提取腔第三間隙輸出的基礎上,在第二間隙開口,構成如圖9(b)所示的雙通道分布式能量提取結構[14],可進一步通過通道合成的方式實現兩個通道輸出功率的疊加[15]。

當兩種結構左端均注入1 W的功率時,由圖9可見,集中式與分布式能量提取結構最大電場強度分別為0.31,0.17 kV·cm-1,與集中式能量提取結構相比,分布式能量提取結構最大電場強度降低了45.16%,功率容量約為前者的3.3倍,有利于在K波段高功率輸出。

(a)Centralized energy extraction structure

(b)Distributed energy extraction structure

對圖9所示的兩種能量提取結構進行粒子模擬,得到的兩種能量提取結構最大軸向電場強度分布如圖10所示。由圖10可見：當輸出功率Pout為1.2 GW時,集中式能量提取結構最大軸向電場強度為1.51 MV·cm-1;當輸出功率Pout為2.0 GW時,分布式能量提取結構最大軸向電場強度為1.45 MV·cm-1。由此可得,采用分布式能量提取結構可在實現更高輸出功率的同時,具有更低的電場強度,說明采用該結構的器件具有更大的功率容量。

(a)Centralized energy extraction structure when Pout=1.2 GW

(b)Distributed energy extraction structure when Pout=2.0 GW

通道保持第1.1節所述調制腔結構不變,器件雙通道總輸出功率Pout及分布式能量提取腔間隙電壓Vg隨Qe的變化關系如圖11所示。由圖11可見：當Qe>40時,隨著Qe的增加,腔體儲能能力增強,微波耦合輸出減少,導致輸出功率減小;當Qe=40時,腔體總輸出功率達到最大值2.2 GW;當Qe<40時,隨著Qe的減小,腔體能量損耗增加,三個間隙電壓急劇減小,與電子束之間的互作用程度減弱,導致輸出功率降低,尤其是當Qe=33時,三個間隙電壓中,最大的第二間隙電壓小于275 kV,束波互作用程度較低,使輸出功率較低。綜合以上分析,選定分布式能量提取腔體Qe值為40。

圖11 雙通道總輸出功率Pout,間隙電壓Vg隨Qe值的變化關系

2 粒子模擬

在二極管電壓為500 kV,電流為10 kA,外加導引磁場磁感應強度為0.74 T的條件下,對圖1所示TTO整管結構進行粒子模擬。其中,雙通道分布式能量提取結構第一與第二同軸輸出波導的平均輸出功率P隨時間t的變化關系如圖12所示。

圖12 雙通道分布式能量提取結構的平均輸出功率隨時間的變化關系

由圖12可見,第一與第二同軸輸出波導輸出的微波功率分別為0.69,1.51 GW,總輸出功率為2.2 GW,相應的束波功率轉換效率達44%。然而考慮到兩個輸出端口中的微波相位差,總輸出功率不能簡單地代數相加,后續工作會采用文獻[15]中的方式設計合路器與相位調節波導,通過相位調節波導對雙通道輸出微波的相位進行調整,確保在合路器入口處,雙端口輸出微波相位一致,從而實現兩路微波的高效率合成。

雙通道分布式能量提取結構輸出微波頻率如圖13所示。由圖13可見,雙通道輸出頻率均為18.55 GHz,倍頻分量極小,無雜頻,頻譜純凈。雙通道分布式能量提取結構中電子束功率隨軸向位置變化關系如圖14所示。由圖14可見,電子束在提取腔第一與第二間隙損失的功率分別為1.10,1.01 GW,二者之和占總輸出功率的95.9%,這是因為前兩個間隙電壓遠遠大于第三間隙電壓,電子束經過前兩個間隙時已經失去了絕大部分能量。

圖13 雙通道分布式能量提取結構輸出微波頻率

圖14 雙通道分布式能量提取結構電子束功率隨軸向位置變化關系

磁場磁感應強度為0.3～0.82 T時,TTO器件輸出微波的功率Pout和頻率fout隨磁場磁感應強度B的變化關系如圖15所示。由圖15可見：當磁場較小時,由于對電子束約束能力不足,導致電子束徑向發散較大,束波互作用降低使輸出功率較低;隨著磁感應強度的增加,電子束徑向發散減小,軸向傳輸穩定使束波互作用增強,輸出功率提高;當B為0.46 T時,器件輸出功率為1.984 GW,功率轉換效率達到39.7%,當B為0.46～0.82 T時,器件輸出功率均大于1.94 GW,相應的功率轉換效率大于38.8%,表明器件在較低的磁感應強度下可正常工作,具有永磁封裝的潛力;輸出微波頻率則隨磁感應強度變化不明顯。

圖15 TTO器件輸出微波的功率Pout和頻率fout隨磁場磁感應強度B的變化關系

3 結論

本文采用粒子模擬方法對K波段同軸渡越時間振蕩器進行了研究,通過兩級調制結構提高了電子束調制深度,通過雙通道分布式能量提取結構增大了提取腔的功率容量。經粒子模擬軟件對器件的優化,在二極管電壓為500 kV,電流為10 kA,外加導引磁場磁感應強度為0.74 T的條件下,輸出微波功率為2.2 GW,輸出微波頻率為18.55 GHz且頻譜純凈,束波功率轉換效率達44%。在磁感應強度為0.46 T的條件下,器件可實現輸出功率大于1.98 GW,功率轉換效率大于39.6%,具有低磁場條件下運行的潛力。后續計劃開展相應的實驗研究。