面向高功率應用的梯度相位天線相控陣

徐軍清,夏雨龍 ,朱 旗

(中國科學技術大學 電子工程與信息科學系,合肥230026)

高功率天線是高功率微波系統的重要組成部分。目前有多種方法可實現高功率天線單元,如喇叭天線[1]、Vlasov天線[2]、徑向線螺旋天線[3]、模式轉換天線[4]及波導縫隙天線[5]等。然而,這些天線一般具有尺寸大或剖面高等缺點。與之相比,基于微帶結構的天線通常具有緊湊的尺寸和較低的剖面,且通過適當設計可滿足千瓦量級峰值功率的要求。文獻[6]中提出了一種基于微帶結構的合路器,峰值功率容量達6 kW。因此,基于微帶結構的天線可用于高功率微波系統中。

將高功率天線單元組陣,可提供更高的等效輻射功率,并能實現天線波束掃描[7]。為滿足高功率輸出要求,陣列中T/R組件的體積通常較大[8],導致陣列陣元間距較大,從而引起陣因子柵瓣,降低陣列掃描范圍。目前,提高大間距陣列掃描范圍的代表性技術主要包括非周期陣列技術[9]、重疊子陣列技術[10-11]和方向圖可重構天線陣列技術[12]。其中,非周期陣列技術通常要求部分陣元間距較小,在高功率陣列應用中受到T/R組件尺寸的限制;重疊子陣列技術通常具有復雜的饋電網絡,難以適用于單元數較多的2維陣列方向圖;可重構天線陣列技術須使用額外的開關及控制網絡,降低天線功率容量和輻射效率。

為抑制陣因子柵瓣導致的陣列高副瓣,本文提出了一種面向高功率應用的均勻2維掃描天線陣列,采用兩個微帶貼片天線構成的梯度相位天線(gradient phase antenna, GPA)作為陣列單元。在陣列層面,通過對限定副瓣水平下GPA陣列掃描范圍的理論分析,得到不同陣元間距和波束寬度下梯度相位天線單元的最優設計參數,以此提高大間距陣列的掃描性能。為滿足高功率要求,將傳統微帶貼片天線的直角邊緣改進為圓弧邊緣,提升了單元的功率容量,同時具有體積小、重量輕及成本低的優點。

1 GPA的概念及其在陣列中的應用

GPA是指表面相位呈現梯度分布的天線。圖1為GPA與傳統天線的對比。由圖1可見,傳統天線單元表面僅有一個相位中心,輻射方向是固定的;GPA表面有多個相位中心,且相位呈梯度分布,天線方向圖可隨相位梯度變化而改變。將GPA應用于大間距陣列,在陣列掃描過程中,通過改變天線單元相位梯度,可降低天線單元在陣因子柵瓣方向上的增益,抑制陣列副瓣電平,提高陣列掃描范圍。上述過程的關鍵在于天線單元相位梯度的改變,最直接的實現方式是對每一個相位中心進行獨立的相位控制。該方式相當于傳統的密集陣方法,會大幅增加移相器的使用量,且受限于T/R組件尺寸,難以在高功率陣列中應用。

(a)GPA (b)Traditional antenna

為在不增加移相器數量的情況下實現GPA,本文提出了一種新穎的GPA陣列設計方法。圖2為1維梯度相位陣列示意圖陣列由GPA天線單元組成,沿x軸方向排布,陣元間距為dx,每個GPA天線單元由兩個輻射部分構成兩個相位中心。GPA單元內兩輻射部分間距為lx,由兩個相鄰的端口饋電,實現單元梯度相位。饋電端口間距與陣元間距一致,且饋電端口間存在遞進相位差Δφ。

圖2 1維梯度相位陣列示意圖

不失一般性,天線單元歸一化方向圖可表示為[13]

funit(θx)=cospθx

(1)

其中,p為常量。圖2所示的陣列中,GPA單元表面相位梯度gx由端口間遞進相位差 Δφ決定,表示為

(2)

GPA天線單元的歸一化輻射方向圖可表示為

(3)

其中：k為自由空間波數;θx為天線單元在xOz面的俯仰角,θx= 0表示天頂方向,θx=+π/2,-π/2 分別表示+x,-x方向。對于圖2中的GPA線陣,單元數為N時,歸一化陣因子ηAF可表示為

(4)

歸一化陣列方向圖可表示為

式中，L為光纖傳感線圈長，l為環路BCDE長，ρ0為輸入光功率，ρB和ρE分別是B和E點的功率串擾系數.φR是一個渡越時間τ內CW、CCW光束產生的Sagnac相位差.5～8時刻CCW光束光場強度與CW相同，偏振串擾與CW互易，Sagnac相移與相位偏置與CW大小相同，方向相反.

farray=ηAF×fGPA

(5)

陣列主瓣方向主要由陣因子決定,表示為

(6)

大間距陣列的掃描范圍受限于掃描過程中陣因子柵瓣所引起的高副瓣,該副瓣水平可表示為

(7)

其中,θgrate為陣因子柵瓣方向。在陣列間距dx接近λ(λ為電磁波波長)的條件下,陣因子柵瓣方向θgrate與陣列主瓣方向θmain的關系可表示為

(8)

通過式(3)-式(8)可得到陣列掃描過程中的相對副瓣電平。

陣列的副瓣電平隨掃描角增大而上升,考慮到實際應用,定義副瓣電平達-10 dB時的掃描角度為陣列掃描極限θlimit,此時陣列掃描范圍為 [-θlimit,θlimit]。梯度相位陣列在陣元間距dx為λ時,θlimit隨lx的變化關系如圖3所示。其中,p為0,0.5時, 分別對應的單元波束寬度為180°和120°。由圖3可見,對于不同波束寬度的單元,存在不同的最佳lx,使陣列掃描極限達到最大。

圖3 dx為 λ時,θlimit 隨 lx的變化關系

將圖2中的1維梯度設計推廣到2維,得到2維GPA陣列,如圖4所示。

圖4 2維GPA陣列

陣列中GPA單元的兩個輻射部分呈對角放置,可同時在x和y方向上形成相位梯度。該GPA單元在xOz平面和yOz平面的歸一化方向圖可表示為

(9)

2 面向高功率應用的GPA陣列設計

2.1 大功率天線單元設計

微帶貼片天線具有較小尺寸及較低的剖面高度和結構復雜度,便于陣列設計和排布,因此,采用微帶貼片天線實現上述2維GPA陣列。但傳統微帶貼片天線通常功率容量較低,為適應高功率應用,須對微帶貼片天線結構進行優化設計。圖5為傳統矩形微帶貼片天線及其電場強度分布。天線中心工作頻率為8.5 GHz,饋入功率為1 W,印刷在厚度為1.524 mm,相對介電常數為3.66的RO4350B介質基板上。由圖5可見,天線周圍空氣中最大電場強度為1.53×105V·m-1,出現在矩形貼片的4個直角處。以空氣中擊穿電場強度3×106V·m-1為標準,可計算出該傳統微帶貼片天線的功率容量,表示為

(10)

由式(10)可知,傳統貼片天線功率容量較低,難以承受千瓦量級功率輸入。

為提升天線單元功率容量,將傳統矩形微帶貼片的4個直角結構改進為圓弧結構,可削弱尖銳導體結構所引起的電荷累積,降低天線附近的電場強度,達到提升單元功率容量的目的。改進的微帶貼片天線結構及其電場強度分布如圖6所示。

(a)Traditional microstrip patch antenna

(b)Electric field strength distribution

(a)Proposed microstrip patch antenna

(b)Electric field strength distribution

天線基本參數與圖5中完全相同,區別是將直角結構改為曲率半徑為1 mm的圓弧結構。由圖6(b)可見,饋入功率為1 W時,天線單元周圍空氣中電場強度的最大值約為5.27×104V·m-1,功率容量可表示為

(11)

由式(11)可知,改進的微帶貼片天線功率容量遠高于傳統貼片天線。圖7為本文設計天線的遠場輻射方向圖,其中E面和H面的3 dB波束寬度分別為110°和90°,分別對應于式(9)中的px= 0.6和py=1。

圖7 天線遠場輻射方向圖

2.2 2維梯度相位天線面陣設計

本文中,陣列中心工作頻率為8.5 GHz,受T/R組件尺寸限制,陣列單元間距dx= 0.93λ,dy= 0.82λ。按圖4所示2維GPA陣列結構進行設計,陣列輻射部分采用圖6所示高功率微帶貼片天線。根據第2.1節的分析和設計結果,可求出該2維GPA陣列最大掃描角度隨單元間距的變化關系,如圖8所示。由圖8可見,陣列在E面和H面取得最大掃描極限對應的間距lx和ly分別約為0.28λ和0.27λ,即9.9 mm 和9.5 mm。

(a)E plane

(b)H plane

圖9為2維陣列天線單元的實際設計結構,天線單元及饋電網絡由厚度分別為 1.524,0.762,0.762 mm的3層RO4350B介質基板組成。微帶貼片天線長為11 mm,寬為8.3 mm,中心工作頻率為8.5 GHz。天線及饋電網絡的各項設計參數如表1所列。以表1所列參數為基礎設計了 8×8的2維均勻陣列(單元間距為33 mm×29 mm,約為0.93λ×0.82λ)。須注意的是,受陣列中單元耦合和表面波輻射的影響,與獨立單元相比,陣中單元方向圖有所畸變,因此最佳間距lx和ly根據陣列仿真結果分別調整為10 mm和 9 mm,與理論分析結果略有差異。

圖9 2維陣列天線單元的實際設計結構

表1 天線及饋電網絡的各項設計參數

3 加工與測試

對設計的2維GPA天線陣列進行加工,陣列仿真模型與加工實物照片如圖10所示。樣品各端口反射參數及耦合參數實測結果如圖11所示,其中端口標號mn,指位于陣列中第m行,第n列的端口。

(a)Simulation model

(b)Photograph

(a)Return loss vs. frequency

(b)Coupling parameters vs. frequency

由圖11可見,頻帶為8.4～8.6 GHz時,天線反射參數小于-15 dB,端口間耦合參數小于-16 dB;部分單元耦合參數較高的主要原因是GPA單元由兩個輻射單元構成,GPA陣列中雖端口間距較大,但輻射貼片之間的間距較小,導致單元間耦合參數增大?？紤]到陣列中心的單元受到單元耦合的影響較大,對陣列中端口44的有源駐波進行了測量,作為陣列各端口有源駐波的參考。有源駐波測量結果如圖12所示。由圖12可見,頻帶范圍為8.17～8.65 GHz時,天線在整個掃描范圍內的有源駐波小于-10 dB。天線遠場輻射方向如圖13所示。

(a)x direction,dx= 0.93λ

(b)y direction,dy= 0.82λ

(a)E plane

(b)H plane

由圖13可見,陣列最大實測增益為26.1 dB,對應的口徑效率約為62%,影響陣列口徑效率的原因包括饋電網絡中的介質損耗和導體損耗及陣列有源阻抗適配造成的反射損耗;陣列在E面(陣元間距dx= 0.93λ)掃描到-20°時相對副瓣電平小于-10 dB;陣列在H面(陣元間距dy= 0.82λ)掃描到-25°時相對副瓣電平小于-10 dB;由陣列的對稱性,可推知陣列在(±20°)×(± 25°) 的掃描范圍內,相對副瓣電均小于-10 dB。作為對比,對一款陣元間距為0.93λ× 0.82λ的8 × 8傳統面陣進行了仿真,傳統陣列模型及遠場輻射方向如圖14所示。

(a)Traditional antenna array

(b)Far field radiation

其中,陣列基本輻射單元與GPA陣列的基本輻射單元相同。由圖14可見,掃描到天頂方向時,陣列E面(陣元間距dx=0.93λ)最大相對副瓣電平達7 dB,這意味著該陣列不能進行任何范圍的低副瓣掃描。為驗證陣列的大功率性能,對陣列的功率容量進行了測量,陣列功率容量測試系統如圖15所示。

(a)Schematic diagram of power capacity measurement

(b)Photograph of the power capacity measurement

測試所用的功率源最大峰值功率為10 kW,輸出頻率為8.5 GHz,脈沖寬度為5 μs,占空比為0.1%的矩形脈沖。測試中將功率源通過定向耦合器分別與待測天線和功率計相接,通過觀察功率計顯示的信號波形變化情況監測高功率擊穿情況。分別對陣列每一個端口的功率容量進行了測量,在10 kW的峰值輸入功率情況下,功率計顯示的脈沖波形未發生畸變,證明陣列單端口功率容量可達10 kW,全陣列功率容量可達640 kW。第2節已給出單個輻射貼片的功率容量為3.24 kW,考慮到每個GPA單元由兩個輻射貼片組成,則可推算陣列單通道功率容量為6.48 kW,該設計值低于實測值,原因是微波條件下,空氣實際擊穿電場強度高于直流擊穿電場強度3×106V·m-1。

本文陣列和其他最近文獻的對比如表2所列。文獻[11]中陣列采用非周期子陣技術,陣列由包含2,3,4個單元的不同子陣組成,陣列饋電端口平均間距接近1λ×1λ。然而,由于非周期的排布方式,導致部分子陣間的間距為0.5λ,難以直接放置高功率T/R組件,且非周期的排布方式會加大陣列饋電網絡的設計難度。文獻[14]中的陣列在大氣條件下的功率容量約為860 kW,略高于所提出的陣列,但其剖面較高,且其掃描范圍也較窄。

表2 本文陣列和文獻的對比

4 結論

本文提出了一種新穎的面向高功率應用的2維掃描梯度相位天線相控陣,在陣元間距為 0.93λ× 0.82λ的條件下實現了(±20°)×(±25°)的波束掃描,掃描范圍內陣列副瓣小于-10 dB,主瓣增益變化小于3 dB;在大氣環境下全陣列功率容量可達640 kW。