基于脈沖功率合成技術的寬微帶分幅成像驅動技術研究

魏師鐸，緱永勝，楊陽，馮鵬輝，劉百玉，田進壽，王旭，劉恒博，徐晗滔，楊懿豪

（1 中國科學院西安光學精密機械研究所 超快診斷技術重點實驗室，西安 710119）

（2 中國科學院大學，北京 100049）

（3 中國科學院大學 材料與光電研究中心，北京 100049）

0 引言

當上升時間約100 ns、幅值數10 MA 的脈沖電流作用于金屬絲陣或噴氣負載時，負載會迅速電離并形成等離子體。由于洛倫茲力的作用這些等離子體將快速向軸線聚爆并最終在中心滯止，形成高溫高密度等離子體并進一步輻射出強X 射線，這一過程被稱為Z 箍縮［1］。幾十年以來，Z 箍縮被廣泛應用于高能量密度物理研究，包括輻射源開發、輻射驅動科學、動態材料特性、磁慣性聚變和慣性約束聚變等［2-3］。為了探究在超小空間和超快時間尺度下物質的結構、性質與運動規律［4］，以變像管分幅相機技術等為代表的超快現象的研究測量技術成為人們使用的主要工具。

X 射線分幅相機在Z 箍縮過程中被廣泛應用于等離子體二維成像［5］。X 射線分幅成像系統主要由成像針孔陣列及其調節裝置、X 射線像增強器、高壓驅動電脈沖產生器、圖像記錄與處理系統以及程控系統組成。其中X 射線像增強器由微通道板和制作在光纖面板上的熒光屏組成。微通道板（Microchannel Plate，MCP）的輸入面鍍有X 射線光電陰極。實驗靶產生的X 射線通過針孔板成像到相機的每條獨立陰極微帶線上。當選通脈沖沒有作用在光陰極上時，MCP 會吸收X 射線圖像，熒光屏就無法成像。只有當選通脈沖作用在微帶光陰極上時，X 射線圖像在MCP 上產生的光電子將獲得增益并產生可見光圖像輸出在熒光屏上。所獲得的圖像再由相應的相機或者CCD 處理。

定義選通電脈沖通過相鄰光陰極間微帶線所用時間為畫幅間隔時間，它是固定的。每一幅像的曝光時間由選通電脈沖的半高寬度（下稱脈寬）和分幅管的特性共同決定，不同等效阻抗的MCP 會實現不同畫幅的分幅相機成像。超寬畫幅行波選通分幅相機的MCP 傳輸微帶線的寬度達到20 mm、長度達95 mm、等效阻抗約6 Ω。想要驅動這種分幅管需要電場峰值超過3 kV、脈沖持續時間在納秒或者百皮秒量級、頻譜寬度為幾十兆赫茲到幾千兆赫茲的選通脈沖。為了獲得這樣的高壓脈沖，比較成熟的技術是基于雪崩晶體管設計串并聯相結合的Marx 脈沖產生電路，從而產生納秒高壓脈沖。但受制于晶體管器件自身的特性，產生幅度高于5 kV 前沿優于100 ps、抖動優于20 ps 的脈沖源已經接近電子學技術極限［6］。想要獲得更高功率選通脈沖就需要采用多路脈沖功率合成技術。

脈沖的功率耦合是將多路脈沖在同一時刻完成能量上的疊加從而形成功率更高且脈寬與前沿都變化不大的脈沖。常見的功率耦合主要有芯片式功率合成、空間功率合成、電路式功率合成等幾種合成方式。芯片式功率合成技術［7］有著不錯的合成效率與穩定性，但是頻帶增大會使其電路匹配變得困難，造成損耗增加使合成效率降低，同時體積小帶來的散熱問題也是制約其發展的因素之一；空間功率合成［8-9］是主要針對毫米波領域提出的一種合成方式。與二者相比，以基于威爾金森功分器［10］和傳輸線變壓器法［11］的電路式功率耦合的方法更適合高壓脈沖的耦合。

回顧以往的相關探究，YAN K 等利用傳輸線變壓器設計出一種10 kW 高壓脈沖發生器，脈沖幅度為30～100 kV，上升時間約為20 ns，持續時間為50～250 ns，平均功率高達10 kW，總能量傳輸效率約為80%～90%［12］。KRISHNASWAMY P 等利用特殊的傳輸線的結構成功阻抗匹配了8 級Marx 電路，隨后獲得峰值幅度1.1 kV、上升時間為800 ps 及重頻200 kHz 的脈沖信號［13］。梁勤金將36 路2 MW 的高壓脈沖通過傳輸線變壓器的方法合成功率可達57.6 MW/50 Ω 的高壓納秒脈沖，重頻在1 kHz，合成效率在80%以上［14］。李江濤等通過改進Marx 電路PCB 排布形式設計一種新型的立體結構，它將四路模塊控制延遲以完成同步疊加，最終產生幅值-5.0 kV、半高脈寬5.3 ns、重頻達10 kHz 的脈沖信號，計算得到四路脈沖疊加效率達到了96.2%［15］。2010 年石小燕等利用傳輸線變壓器在50 Ω 的負載上完成4.5 kV 的4 路脈沖的功率合成，合成之后的脈沖峰值達到8.8 kV，脈寬約6.5 ns，脈沖上升時間約2.1 ns［16］。張峰平等基于傳輸線變壓器設計出2～30 MHz 的5 kW/50 Ω 四路功率合成器，性能良好［11］。孫正淳等在500 MHz～2.5 GHz 頻帶內將上升沿162 ps、半峰脈寬537 ps、峰值幅度3.8 kV 的4 路脈沖合成為前沿為200 ps、半峰脈寬557 ps、峰值幅度6.8 kV 的高壓脈沖，合成效率為89%［17］。朱磊等利用Y 型節級聯的方式實現四合一功率合成，實現在80 MHz～1 GHz 范圍內合成效率在90%以上［18］。

分析相關研究可以看出，文獻［12］、［14］的耦合效率不足，文獻［13］耦合后的脈沖幅值仍有提高的空間，文獻［11］、［15］～［18］雖然得到了較高的耦合效率，但其工作帶寬有限。由此可見在寬頻帶內實現高效率的高壓選通脈沖功率合成是研究的難點?？紤]到基于傳輸線變壓器的功率耦合工作帶寬較窄，選擇基于威爾金森結構的功分器的功率耦合的方法，將幅度較低的窄帶脈沖通過功率耦合的方式合成為幅度滿足要求的高壓脈沖。利用多節阻抗變換器帶寬的較寬的特點提高功率耦合的工作帶寬，從而滿足不同頻譜的脈沖耦合。利用仿真軟件設計工作頻帶在300 MHz～3 GHz 的功率耦合電路，使用gradient、hybrid 以及genetic等多種算法優化傳輸線等效阻抗和隔離電阻的取值使其實現高效率的耦合。結合前級的高壓窄脈沖輸出和同步控制電路，可以實現8 路高壓脈沖的功率耦合，從而獲得可用于驅動寬20 mm、長95 mm、等效阻抗6 Ω 左右的MCP，實現分幅相機成像的超寬帶高壓脈沖。目前基于本技術的高壓驅動脈沖源已應用于Ⅰ-MCP1.0型分幅相機。

1 基本原理

威爾金森功分器常用于微波電路中［19］，它由威爾金森于1960 年提出［20］，最早是一端輸入八端輸出的同軸結構，輸出端口之間利用輻射狀的隔離電阻進行阻隔。后因該結構容易發生諧振，高頻特性差并且制作困難，很快就被平面式的功分網絡替代［21］，即現在常見的形式。威爾金森功率分配器的特點是結構簡單、隔離度高、損耗小、各個端口同時匹配［22］。它通過引入隔離電阻使普通功分器變為有耗三端口網絡，使得各個端口有了很好的隔離特性。

圖1 為單節一分二等功分威爾金森功分器，設定其輸入與輸出微帶線特征阻抗為Z0。為了滿足需求，信號從端口2 和3 輸入時，輸出端口1 沒有反射。因此經λ/4 傳輸線到端口1 的并聯電導應滿足，所以根據阻抗匹配原理，λ/4 傳輸線的特征阻抗。為了使R起到隔離電阻的作用，需要當信號從1 端口輸入時，在2、3 端口得到幅相一致的輸出信號，而當2 端口有信號輸入時，電阻R可使分別到達3 端口的兩路信號相互抵消［23］。同樣根據阻抗匹配的原則可以推出

圖1 單節一分二等功分威爾金森功分器Fig.1 Single section one-divided-two Wilkinson power divider

根據互易定理，將威爾金森功分器的輸入輸出反相即可實現多路信號或者脈沖的耦合，以下用功分器來替代耦合器的說法。研究表明，單節的威爾金森功分器工作帶寬很窄，往往只有理論計算的20%，所以采用多節λ/4 傳輸線阻抗匹配的方式擴展系統的工作帶寬。圖2 為多節功分器的結構示意，其中Z1、Z2、…、Zn分別是各節λ/4 傳輸線的特征阻抗，R1、R2、…、Rn分別為各節傳輸線之間的隔離電阻。在多節階梯式阻抗變換器中，不同傳輸線連接處會對輸入信號產生反射，如果利用傳輸線相移將這些反射中和掉一部分，則電路可以在更多的頻點實現阻抗匹配，理論上功分器的工作帶寬是沒有限制的。然而實際設計時要考慮多節阻抗變換帶來的插入損耗與電路尺寸的增大。所以在設計時應根據指標與實際需求選擇合適的參數。

圖2 多節一分二等功分威爾金森功分器Fig.2 Multi-section one-divided-two Wilkinson power divider

多節二等分威爾金森功分器一般利用奇偶模分析法可簡化結構［24-25］。奇、偶模激勵分別代表任意的兩個相反和同相信號的疊加，再將二者得到的結果疊加起來就可代表網絡任意激勵下的結果。圖3 是該模型下的信號反射情況。

圖3 奇偶模分析法下的信號反射情況Fig.3 Signal reflections under the parity mode analysis method

定義電磁波從第n節傳輸線到第n+1 節傳輸線的邊界對應的反射系數為Γn，則有

假定每節傳輸線的特征阻抗從左到右依次增大，則總的反射系數響應可表示為

當N為偶數時，可表示為

當N為奇數時，可表示為

因為傅里葉級數可以在項數足夠多時近似表示任意平滑的函數，設計時通過上述級數合理選擇Γn以及節數就能得到想要的反射系數響應，之后再通過對比系數法就能得到傳輸線的特征阻抗。

奇模分析法用于分析各節傳輸線對應的隔離電阻。定義端口2、3 輸入的反相激勵電壓為U0、-U0，則隔離電阻兩端電壓為2U0，中心線上電位為0，所以功分器連接點與輸入端口1 的電位都是0。將之前求得的傳輸線等效阻抗以導納的形式表達出來，再結合設定的指標，便可求得對應的隔離電阻。文獻［26］給出了具體的推導公式，即

式中，yk為第k節傳輸線的導納，gk為第k個隔離電阻阻值，ρ?90°為阻抗變換器在90°時的端口駐波比，奇數階取1，偶數階取最大值。

通過以上分析，結合Cohn 提出通過增加級數來拓寬功分器的帶寬的經驗設計公式［27］及后續的改進設計公式［28］，便可得到滿足目標帶寬功率合成與分配的模型初值，再結合軟件的優化就可以得到實際電路會用到的傳輸線與隔離電阻的實際值。

除了寬頻帶特性，合成效率也是評判功率合成系統優劣的重要指標。最終的合成效率取決于輸入到耦合系統的各路信號相位和幅度的一致性以及輸入信號在耦合系統中的損耗。以N路功率合成網絡為例，假設脈沖源1 輸出的信號為a1=A1exp(jθ)=Aexp(jθ)，設第i路信號與第1 路信號的幅度差為ΔAi，相位差為Δθi，則第i路信號為ai=Aiexp(jθi)=(A+ΔAi)exp(j(θ+Δθi))。僅考慮幅相不一致帶來的損耗的前提下，如果負載等效阻抗為R，則系統的合成效率為

計算表明，幅度差在1 dB 以內、相位差在5°以內時，合成效率在99.6 以上，可以暫時忽略其影響，此時合成效率主要由電路損耗影響。

電路損耗主要由系統的介質損耗及反射損耗組成，研究表明當單路損耗為LdB 時，二進制N路合成效率與電路損耗的關系可表示為

所以設計的功率耦合系統在保證每路輸入幅相一致性的前提下，要使單路插入損耗盡可能低。

2 設計與仿真

2.1 設計指標

工作頻帶：0.3～3 GHz。兩路耦合時各端口駐波比（Voltage Standing Wave Ratio，VSWR）≤1.6。端口隔離度（S23）≤-15 dB。插入損耗（S21、S31 等）≥-3.5 dB。幅度一致性（Amplitude Consistency，AC）≤1 dB。相位一致性（Phase Consistency， PC）≤5°。

2.2 參數計算

為了滿足電路的應用帶寬及各方面的指標需求，確定工作頻帶為300 MHz～3 GHz，得到上限頻率f2=3 GHz，下限頻率f1=300 MHz，從而得到中心頻率f0=1.65 GHz 及f2、f1對應的相角θ1=Π/11、θ2=10Π/11。相對帶寬Wq=（3－0.3）/1.65≈1.64。利用第1 節的相關原理計算在工作頻帶內滿足各指標要求時對應的功分器最小節數以及每節傳輸線對應的特征阻抗。其中最小節數N=7，功分器先采用7 節設計。根據理論分析可以計算出每節傳輸線歸一化后的特征阻抗，即Z1=1.77 Ω、Z2=1.66 Ω、Z3=1.54 Ω、Z4=1.41 Ω、Z5=1.30 Ω、Z6=1.20 Ω 和Z7=1.13 Ω。取Z0=50 Ω，則Z1=88.7 Ω、Z2=82.985 Ω、Z3=76.82 Ω、Z4=70.71 Ω、Z5=65.085 Ω、Z6=60.255 Ω 和Z7=56.37 Ω；同理可確定每節傳輸線之間歸一化的隔離電阻值，分別為R1=4.97 Ω、R2=2.59 Ω、R3=4.35 Ω、R4=6.40 Ω、R5=8.92 Ω、R6=13.32 Ω 和R7=8.85 Ω。取Z0=50 Ω，則R1=248.26 Ω、R2=129.62 Ω、R3=217.58 Ω、R4=319.9 Ω、R5=446.23 Ω、R6=666.145 Ω 和R7=442.48 Ω。

2.3 仿真與優化

首先將以上數據作為初值在仿真軟件中搭建理想的一分二威爾金森功分器電路模型，其中元器件均為理想傳輸線與理想電阻，仿真結果如圖4，可以看出隔離度不滿足寬頻帶需求。

圖4 初始參數仿真Fig.4 Initial parameter simulation

考慮到理想狀態下的電路仿真需要保留較大的設計裕量，所以嘗試增加傳輸線的節數，并使用gradient、hybrid以及genetic等多種算法優化傳輸線等效阻抗和隔離電阻的取值。最終選取具有12節微帶線的二合一功率耦合電路模型。分別使用電路仿真軟件和電磁模型軟件對其進行電路仿真與電磁模型仿真。圖5 為電路仿真結果，可以看出輸入輸出駐波比均小于1.4，隔離度仿真結果小于-15 dB，損耗小于0.5 dB。

圖5 優化仿真結果Fig.5 Simulation results of optimization

圖6分別為電磁仿真軟件對該器件的駐波比、插入損耗、端口隔離度和幅相一致性的仿真結果。由仿真結果可知，設計的單級功率耦合電路在工作頻帶內基本滿足插入損耗小于0.5 dB，隔離度在13.8 dB 以上，輸入端口駐波比小于1.6，輸出端口駐波比小于1.3，幅度一致性小于0.025 dB，相位一致性小于0.2°。根據合成效率的計算公式，在幅相一致性影響不大的前提下，該系統的合成效率為88%。

圖6 二合一功率耦合電路的電磁模型仿真結果Fig.6 Electromagnetic model simulation results of the two-in-one power coupling circuit

將以上電路級聯起來可以獲得八路合一的功率合成電路，仿真結果如圖7。由仿真結果可知，這種八合一功率耦合電路在工作頻帶內基本滿足插入損耗小于1.836 dB，隔離度在13.54 dB 以上，輸入端口駐波比小于2.42，輸出端口駐波比小于1.37，幅度一致性小于0.6 dB，相位一致性小于2.5°。根據合成效率的計算公式，在幅相一致性影響不大的前提下，該系統的合成效率可以達到65.5%。

圖7 八合一功率耦合電路的電磁模型仿真結果Fig.7 Electromagnetic model simulation results of the eight-in-one power coupling circuit

3 實驗測試結果與分析

3.1 耦合電路加工與裝配

為了滿足功率合成系統的合成效率，必須控制電路中的損耗。實物電路選擇羅杰斯ro5880 作為介質板材，它具有極低的損耗角正切，僅為0.000 9。與此同時它的相對介電常數為2.2，基板厚度為0.504 mm。為了兼顧高壓脈沖與寄生參數的影響，隔離電阻選擇0805 的封裝的貼片電阻；耦合電路的輸入輸出端口使用SMA 頭外接。圖8 分別為二合一與八合一功率耦合電路的實物圖。

圖8 電路實物圖Fig.8 Physical circuit diagram

3.2 矢量網絡參數測試與分析

將兩路耦合電路與八路耦合電路分別使用Agilent 公司的E5071A 型矢量網絡分析儀進行端口矢量網絡參數測試，結果如圖9 和圖10。

圖9 二合一功率耦合電路的矢量網絡參數測試結果Fig.9 Test results of vector network parameters of two-in-one power coupling circuit

圖10 八合一功率耦合電路的矢量網絡參數測試結果Fig.10 Test results of vector network parameters of eight-in-one power coupling circuit

由實驗結果可知，設計的兩路耦合電路在工作頻帶內基本滿足插入損耗小于0.78 dB，隔離度在15 dB以上，輸入端口駐波比小于1.8，輸出端口駐波比小于1.6，幅度一致性小于0.2 dB，相位一致性小于2°；設計的八路耦合電路在工作頻帶內基本滿足插入損耗小于2.4 dB，隔離度在15 dB 以上，輸入端口駐波比小于2.62，輸出端口駐波比小于1.62，幅度一致性小于0.6 dB，相位一致性小于5°。根據合成效率的計算公式，在幅相一致性影響不大的前提下，兩路耦合電路為83.5%，八路耦合電路的合成效率為58%。

將實驗結果與仿真設計對比，發現二者有一定的偏差，實際電路較理論設計的個別指標下降，具體見表1（以兩路耦合電路為例）。

表1 實驗結果與仿真設計對比Table 1 Comparison between experimental results and simulation design

分析原因主要是因為：1）選擇板材的介電常數在整個工作頻帶內是變化的，仿真時只考慮廠家給的經驗值，這對整個電路的損耗有較大的影響；2）電路板制作時有一定的誤差，微小的傳輸線寬度誤差就會對駐波比造成比較大的影響；3）接插件本身的損耗也會使電路損耗加大，不同接口的焊接公差也會造成幅相一致性的惡化。以上問題導致實際耦合電路性能低于仿真設計。

3.3 合成效率測試與分析

利用八路高壓脈沖合成實驗測試耦合電路的合成效率。將同步控制電路、單路marx 高壓脈沖生成電路與耦合電路逐級相連，同步控制電路負責調節各路脈沖的觸發，使其可以在同一時刻完成功率耦合。所有脈沖均需要連接衰減器后再接入示波器，衰減比例為-60 dB。八路單路高壓脈沖的參數如表2。圖11和12 為示波器中測得的耦合脈沖的結果。經A1 與B1 脈沖耦合之后的輸出脈沖幅度為-1.725 kV，脈寬為3.584 ns，脈沖前沿為621.9 ps；八路脈沖耦合之后的輸出脈沖幅度為-3.229 kV，脈寬為2.645 ns，脈沖前沿為564.9 ps。

表2 八通道高壓脈沖參數Table 2 Parameters of eight-channel high-voltage pulse

圖11 兩路耦合后的波形Fig.11 Waveform after coupling of two channels

圖12 八路耦合后的波形Fig.12 Waveform after coupling of eight channels

由此可分析得到，8 路峰值電壓為1.3 kV 左右、脈沖寬度為3.5 ns、重復頻率在100 kHz 的單路脈沖合成峰值功率超過3.2 kV 的高壓脈沖。在該頻譜下兩路耦合效率為88%，八路耦合效率為68%。

3.4 分幅管驅動測試與分析

將八路高壓脈沖耦合之后的高壓脈沖輸入到如圖13 所示的20 mm 微帶分幅管上，其內部的微通道板傳輸線寬20 mm、長95 mm、等效阻抗為6 Ω，如圖14 所示。輸出電壓如圖15。該脈沖幅值為1.433 kV、脈沖寬度為3.63 ns、脈沖前沿為747.3 ps，完全符合該分幅管輸出電壓須超過800 V 的設計要求。

圖13 20 mm 微帶分幅管系統裝配測試Fig.13 Assembly and test of 20 mm microstrip framing tube system

圖14 超寬畫幅行波選通分幅相機的MCPFig.14 The MCP of the gated MCP framing camera with ultra wide format

圖15 分幅管輸出波形Fig.15 The output waveform of the framing tube

增益是圖像獲取能力的一個重要標志性能。分幅相機增益主要由兩部分因素所決定：分幅管自身的增益和選通脈沖的選通能力，而選通能力又與脈沖的峰值和脈寬有關。由于本文設計了一種基于脈沖功率合成的分幅相機選通脈沖源，所以該脈沖源輸出脈沖將對分幅相機的增益產生影響。分析MCP 的增益時，可以將其看作離散打拿極倍增模型［29］。當一個光子在微通道內產生n次打拿極倍增，且二次電子倍增系數恒定，以一個電子從微通道子午面入射倍增為例分析微通道板的增益G，單個電子連續兩次轟擊微通道壁的間隔時間為t，軸向運動位移為z，其運動軌跡如圖16。

圖16 電子入射到MCP 的運動軌跡Fig.16 The trajectory of the electron incident on MCP

只考慮微通道中的軸向電場E，如果微通道的直徑為d，電子以拋物線的運動軌跡轟擊微通道板，其軸向能量為eVoz，徑向能量為eVor。如果軸向電場給電子的能量增量為eVz，結合牛頓力學知識，電子的軸向運動距離z可表示為

因此當軸向能量eVoz和徑向能量eVor遠小于能量增量eVz時，軸向位移只和eVor成反比。

為了得到電子的最佳入射角，需要假設二次電子平均徑向出射能量eVor與電子轟擊微通道壁的能量eVz有如下的關系

式中，β為比例常數，由此可得距離z為

如果通道長度和直徑分別為L和d，二次電子的總體打拿極數有如下關系

已知電子的最佳入射角θ滿足

由此MCP 的增益G可根據已知的電子打拿極倍增模型近似表示為

式中，δ1為第一級打拿極有效增益系數，δ為此外二次電子每級的有效倍增系數。經過多次實驗測量發現可以用增益電壓表示這兩個增益系數，即

式中，VC為單位二次發射系數所需的最小電壓，eVpk為光電子的入射能量，γ為MCP 的有效接收面積比，k為由二次電子發射的δ(VZ)函數曲線所給出的常數系數。因此MCP 的總的增益電壓特性為

式中，各個常數不變時，增益與電壓V呈正相關。由于微通道存在飽和效應，G不會隨著V無限增大。當不考慮第一級倍增與后面打拿極倍增的差異，增益可以表示為

式中，V0為MCP 單位增益電壓，θ為電子入射角，x(θ)為電子的初始入射深度。經過多次實驗測得增益與電壓有如下的關系

式中，C、n分別為增益的比例系數和指數系數。n取決于MCP 的性質，一般在7 到9 之間。根據微通道板增益與電壓的函數關系，經功率合成之后的驅動脈沖峰值為3.2 kV 左右，較合成前的峰值在1.3 kV 的高壓脈沖，增益將提升近1 000 倍，完全可以實現寬微帶MCP 的大畫幅成像功能。目前該耦合技術可以產生驅動脈沖供I-MCP1.0 型分幅相機使用。未來還可以通過調節八路脈沖的延遲對耦合脈沖進行整形。

4 結論

本文針對行波選通分幅相機超寬畫幅驅動需求，基于寬帶多節威爾金森脈沖功率合成方法，設計了一款高壓驅動脈沖源。通過有限元分析方法，采用仿真軟件對脈沖功率合成電路進行了仿真，系統分析了端口駐波比、插入損耗、端口隔離度以及幅相一致性等參數。根據仿真結果完成了脈沖功率合成電路研制，驗證系統最終能夠利用8 路峰值電壓為1.3 kV 左右、脈沖寬度為3.5 ns 左右、脈沖前沿在600 ps 左右的單路脈沖合成峰值電壓超過3.2 kV 的高壓脈沖，脈沖寬度在3 ns 以內，脈沖前沿在600 ps 以內。脈沖頻譜范圍在300 MHz 到3 GHz 范圍內的兩路合成效率可以達到83.5%，特定頻率下為88%，八路脈沖合成效率為58%，特定頻率下為68%。通過該電路合成的高壓脈沖可用于驅動寬20 mm、長95 mm、等效阻抗6 Ω 左右的MCP 實現選通成像，驗證了基于寬帶多節威爾金森電路實現脈沖功率合成，提高分幅相機驅動脈沖功率的可行性。目前基于本技術的高壓驅動脈沖源已應用于I-MCP1.0 型分幅相機。