基于擴頻方法的諧波雷達目標檢測研究

祝釗駿 賈小波 覃覓覓 葉金才 王國富

(1.廣西科技大學 廣西柳州 545006;2. 桂林電子科技大學 廣西桂林 541004)

0 引言

諧波雷達又稱非線性節點探測器,是利用非線性節點反射的諧波信號進行探測、識別的設備。諧波雷達通過發射基波信號,接收目標反射的二、三次諧波信號進而確定目標位置和屬性[1]。因為目標反射的信號極微弱,比雷達發射機自身輻射的高次諧波分量還弱,諧波雷達接收信號時常受到自身輻射的高次諧波信號的干擾。此外,山川、河流、建筑等對電磁波的吸收和反射也對諧波雷達信號檢測造成嚴重的干擾。因此,信號檢測是雷達研制遇到的一大難題。傳統雷達一般采取建立在統計檢測理論基礎上的統計判斷方法,但受周圍環境的影響,很難快速而準確地檢測出有用的目標信號[2]。雷達接收機檢測低截獲率(LPI)信號時也常存在效果不理想的情況[3]。雷達信號檢測困難的情況在MIMO雷達工作時也時常存在,如在MIMO雷達檢測弱小目標時,因目標RCS角閃爍和噪聲雜波的影響,會對檢測結果造成不小的影響[4]。擴頻(擴展頻譜,Spread Spectrum,簡稱擴頻)是一種非常重要的通信技術。擴頻主要包括直擴、跳頻、跳時和線性調頻四種方式,通過擴頻能有效提高諧波雷達的抗干擾能力。在文獻[5]中提出了一種連續主動聲吶(CAS)系統的聯合檢測通信技術,其中通過自適應M元擴頻調制將信息嵌入用于聲納檢測的波形中,從而實現實時通信檢測。文獻[6]中提出了一種新的混沌直接序列擴頻用于水下保密通信,大幅提升了水聲通信中信號的保密性與穩定性?？梢姅U頻技術對信號的檢測與提升信號的抗干擾性有著非常重要的作用。

本文采用直擴的方式對雷達基帶信號進行擴頻,提高雷達的抗干擾能力。在接收端通過帶通濾波濾除二次諧波外其它波段的干擾信號,然后利用降采樣滑動相關檢測的方法對非線性節點反射回的二次諧波信號進行檢測,判斷檢測環境中是否存在非線性結點。通過FPGA對諧波雷達收發系統進行驗證,結果顯示諧波雷達接收機可以大幅縮減滑動相關檢測時的計算量,并且并能對二次諧波信號進行有效檢測。

1 諧波雷達系統模型

直接序列擴頻是將基帶信號與高速率的擴頻序列在時域上直接相乘,從而擴展信號的帶寬[7]。在接收端,接收機產生與發射端完全相同的擴頻序列與接收到的信號直接相乘,利用擴頻序列尖銳的自相關性可識別出目標反射的二次諧波信號。

1.1 發射端設計

直接序列擴頻的諧波雷達發射端流程框圖如圖1所示?；鶐盘柈a生后,擴頻碼序列(長度為511的m序列)與經過經BPSK調制的基帶信號直接相乘,擴展基帶信號的頻譜。擴頻后的信號經過4倍上采樣的根升余弦濾波器對信號進行成形濾波。通過成形濾波后的信號經過混頻完成載波調制,最后通過帶阻濾波器,經由雷達天線發射。本文基帶信號頻率是60kHz,擴頻碼頻率為30.66MHz,載波頻率為30MHz。

圖1 發射端流程框圖

圖2和圖3分別為發射信號在時域和頻域的波形。首先,發送端的信源數據進行BPSK映射和擴頻碼擴頻之后,經過4倍上采樣與帶阻濾波器,輸出信號的帶寬在20MHz左右。最后利用經擴頻后頻率為30.66MHz的基帶信號對載波進行調制。

圖2 發射信號時域

圖3 發射信號頻域

1.2 接收機設計

相關性檢測是雷達信號檢測的主要任務之一。一般包括自相關檢測和互相關檢測兩種檢測方法,滑動相關檢測是一種互相關檢測。在接收機的設計過程中,滑動相關器是一個線性時不變系統。當輸入信號與本地信號均為有限長序列時,滿足一定條件的線性卷積等效于圓周卷積。時域上圓周卷積運算等于頻域上兩個信號序列DFT乘積[8]。

接收機接收回波信號時,如果本地信號s(n)=[I0,I1,I2,…,In],輸入信號x(n),圓周卷積長度為L,根據采樣定理,當L>n+N-1時卷積不發生混疊,那么有:

y(n)=x(n)×s(-n)*

(1)

與此相應,在頻域上,則有:

Y(K)=X(K)×S*(K)

(2)

接收機接收信號后,經過采樣、濾波和加權處理,然后x(n)與s(n)分別做L點的傅里葉變換,最后經過式(2)運算后得到相關性結果,再取包絡與門限比較輸出。

在信號處理中,接收機接收到的信號長度一般遠大于本地參考信號的長度。因此有必要采用降采樣的方式在保證接收信號不失真的情況下盡量降低接收系統的計算量,減小硬件資源的消耗。如圖4所示為接收機系統框圖,由于諧波雷達接收的二次諧波信號較為微弱需要進行放大處理,所以在濾波前增加了一級放大器對信號進行放大。FIR h(n)為帶通濾波器,濾除接收信號中除二次諧波以外其它波段的信號。濾波之后的信號經過去載波和成形濾波接收兩個步驟之后降低信號采樣率以便后續在頻域上對信號進行相關檢測。因此降采樣滑動相關檢測主要是在頻域上對擴頻信號進行相關檢測[9]。

圖4 降采樣滑動相關實現框圖

假設系統的采樣率為fs,帶通濾波器h(n)點數為W1,去載波和成形濾波接收兩個過程點數為W2,參與信號滑動相關運算點數為N,降采樣系數為M。信號經過帶通濾波器后計算量為W1N,經去載波和成形濾波接收后計算量為W2N。FFT與IFFT變換點數L為2的整數次冪,則總共需要約4Nlog2(N/M)/M次的實數乘法運算,FFT需要4N/M次的復數乘法運算,則最終計算量為

t=W1N+W2N+4Nlog2(N/M)/M+4N/M,而時域標準滑動相關計算量為t′=N2。若N=6000,W1=128,W2=16,M=4,則t=9.33×105,t′=3.6×107;t′/t=38.5,即t′是t的38.5倍。t′、t、M不同,W1、W2和N相同時,相應計算量如表1所示?？梢钥闯?降采樣系數增大,計算量減少。

表1 降采樣滑動相關計算量表

1.3 長信號序列滑動相關

由于接收到的信號長度遠大于本地參考信號,因此,有必要將接收信號分段,對每段信號做頻域上的相關處理。分段相關的處理方法有重疊相加法和重疊保留法?？紤]到重疊相加法所消耗資源過大,但是和重疊保留法檢測效果相當,所以采用重疊保留法。

降采樣滑動相關檢測的效果如圖5和圖6所示?？梢钥吹?采用降采樣滑動相關的檢測方法可以檢測到PN結反射回的諧波信號。在信噪比為-5dB和0dB時,接收端都能檢測出相關峰,且相關峰顯著高于周圍雜波信號,檢測效果明顯。

圖5 降采樣后信噪比0dB檢測效果圖

圖6 降采樣后信噪比-5dB檢測效果圖

注意到當信噪比為0dB時其噪聲信號幅度要低于-5dB時噪聲信號幅度。但是其主次相關峰的比值比-5dB大。由此可知,信號幅度越大,滑動相關檢測效果越明顯,虛警率也越低。

2 諧波雷達系統FPGA驗證

為了檢驗所設計諧波雷達收發系統合理有效,我們利用FPGA進行驗證。芯片選用Xilinx公司生產的Spartan-6 XC6SLX150,所選用的驗證平臺為Xilinx公司設計軟件ISE14.7(Integrated Software Environment 14.7)。

2.1 發射端FPGA驗證

如圖7所示是發射端FPGA實現的模塊框圖?？刂颇K根據時鐘模塊生成發射端時序及使能控制信號?；鶐盘柲K產生60kHz的時鐘頻率輸出數據。隨后將信號進行BPSK映射和擴頻,擴頻后信號與擴頻碼頻率相同,為30.66MHz。成形濾波模塊對I、Q兩路信號進行上采樣和成型濾波處理,由于成型濾波器采用4倍上采樣,該模塊輸出信號頻率為122.64MHz。最后將I、Q兩路送入載波調制模塊進行混頻。因此整個系統的時鐘頻率設計為122.64MHz,各模塊通過時鐘使能控制信號以及計數器,完成30.66MHz、60kHz時鐘頻率下的信號處理。

圖7 發射端FPGA模塊框圖

圖8是發射端在FPGA中輸出信號時域波形。其中信號1是發射端所發出的時域信號波形,信號2是經過成型濾波器后I路的信號,可以看到基帶信號經過擴頻和成形濾波之后是一個連續+1,-1交替產生的信號。信號3和信號4 分別是由DDS產生載波信號。

圖8 FPGA輸出的時域信號波形

圖9和圖10是發射信號時域與頻域波形對比圖。從中可以看出,仿真模型和FPGA的實現效果基本吻合。

圖9 輸出信號時域對比圖

圖10 輸出信號頻域對比圖

2.2 接收機FPGA驗證

頻域的相關運算是接收機FPGA驗證的關鍵。FPGA頻域的快速相關算法架構如圖11所示。通過1次FFT、2次逆FFT運算,可以逐個搜索整個區間的碼相位不確定性。計算P個值的相關性,需要的復數乘法與復數加法的運算次數均正比于P2,而FFT的復數乘法次數為P/2lbP,復數加法次數為PlbP,于是完成整個替代過程需要的總復乘次數為1.5PlbP+P,復加次數3PlbP。以計算1024點的相關值為例,與直接計算相關的乘法計算量相比為(1.5PlbP+P)/P2=1.56%,加法計算次數比為3PlbP/P2=2.93%。在FPGA芯片中實現時,1024點的FFT可以直接調用Xilinx公司提供的內核來實現該模塊[13]。

圖11 頻域快速相關算法示意圖

天線接收到的信號后以數據流的方式進入相關模塊,將信號以2的冪次方倍截成T段。信號依次去其中的2T點做FFT變換,可看作是I、Q兩路在做每一次FFT時交替截取T點做FFT變換輸出結果后再進行一次IFFT變換。

重疊保留法的具體實現架構如圖12所示[12],輸入信號序列分為兩路進入相關運算模塊(①路和②路)。①路數據流從第1個數據開始到1024個數據截止連續串行送入相關運算模塊A(第一次相關運算),②路數據流從第513個數據開始到1536個數據截止,連續串行送入相關模塊B(第二次相關運算),直至接收信號截取完畢。然后與ROM預先生成擴頻碼序列(與發射端的擴頻碼序列相同)共軛相乘,最后分別由模塊A、B進行IFFT運算輸出。由于相關運算模塊A和B的輸出時延正好間隔512個clk(時鐘周期),而串行數據為512個clk,故乒乓切換兩路串行數據后,執行復數求模運算。

圖12 重疊保留法實現架構

圖13是I路和Q路FFT的結果。其中yout4是接收端接收到的信號,x_r是經過4倍抽取后的結果。

圖13 信號降采樣后的結果

圖14 信號降采樣后的結果

圖13是I路和Q路IFFT的結果?？梢钥闯鯥路和Q路分別做IFFT變換時, Q路落后I路 512個clk(參見圖12)。

圖15為長信號序列滑動檢測方法的檢測效果圖?？梢钥吹皆贔PGA中,接收信號與本地信號做相關檢測之后約50μs出現明顯的相關峰,表明接收機可以成功檢測到反射回來的二次諧波信號。

圖15 信號相關檢測結果

為了更直觀地比較Matlab仿真與FPGA實現結果,圖16給出Matlab仿真和FPGA驗證檢測效果對比。

圖16 檢測效果對比圖

因為FPGA中信號數據是實時流動的,相關峰出現的位置隨著檢測時間變化而變化,所以FPGA檢測結果與Matlab仿真的相關峰并不重合,但對于最終的檢測結果并無影響。

3 結束語

本文研究設計了一種基于擴頻方法的諧波雷達收發系統模型,發射端采用直接序列擴頻的方式對基帶信號進行擴頻,提高雷達系統的抗干擾能力。接收端針對擴頻信號采用降采樣滑動相關檢測,與常規的滑動相關檢測計算量相比,降采樣滑動相關檢測可以極大減少檢測信號時的計算量。此外,還利用FPGA進一步驗證了所設計諧波雷達收發系統合理有效。