同軸旋轉型MC-WPT 系統電能與信號并行傳輸方法

王云柳，卿曉東，吳學穎

（1.四川電力設計咨詢有限責任公司，成都 610041；2.重慶科技學院電氣工程學院，重慶 401331）

磁耦合無線電能傳輸MC-WPT（magnetic-coupling wireless power transfer）技術是一種無需導體連接即可實現電能傳輸的技術[1]。在風力發電機[2]、水下航行器[3]、盾構機[4]和鉆井平臺[5]等同軸旋轉機構中，供電線纜難以安裝甚至無法安裝，MC-WPT 技術可以為供電設備提供一種新的供電方案。在MCWPT 系統中，除了要實現電能的無線傳輸外，磁耦合無線電能與信號并行傳輸MC-WPST（magneticcoupling wireless power and signal transfer）同樣至關重要[6-7]。在系統原、副邊之間實現無線信號傳輸有助于：創建閉環控制回路，提高MC-WPT 系統電能傳輸的平穩性和效率[8-9]；建立數據交互通道，電池SOC、轉子轉速等數據可向固定側上位機回傳用于系統狀態分析。

目前，MC-WPST 方法主要可分為功率調制型、通道復用型和通道分離型3 類，其中：①功率調制型通過調節主電路中的補償電容[10]、輸入電阻[11]以及電流相位[12]等實現信號調制與傳輸，但是由于電能的諧振頻率較低，基于功率調制的信號傳輸的波特率同樣較低；②通道復用型則是利用一個耦合通道同時實現電能與信號的傳輸，但該方法電能對信號串擾強，目前常采用雙陷波濾波器[13]、通道時分復用[14]以及無功元件濾波[15]等方法實現串擾抑制，增加了電路的復雜度；③通道分離型技術在原有功率傳輸通道外增設一個獨立信道，可通過采用DDQ 線圈[16]、雙極線圈[17]和正交線圈[18]等解耦線圈降低串擾，簡單實用。然而，目前還沒有適用于同軸旋轉型耦合機構的解耦線圈結構，導致同軸旋轉型MC-WPST 系統的電能與信號傳輸通道之間的解耦與串擾抑制難以實現。

為了實現同軸旋轉型MC-WPST 系統的電能與信號傳輸通道的解耦，本文提出了同軸環形六繞組CRSW（coaxial ring six-winding）耦合機構，通過耦合線圈位置以及電能傳輸通道耦合線圈繞組方向的設計，使得能量通道耦合磁場在信號傳輸線圈平面的法向量分量處處為0，即實現兩個通道之間解耦。本文將平面型解耦線圈設計思路拓展至同軸旋轉型結構中，解決了同軸旋轉型MC-WPT 系統電能與信號通道間的串擾問題，所提的MC-WPST方法無需設計復雜的濾波電路，通道串擾抑制更加簡單，更具工程應用潛力。

1 CRSW 耦合機構結構與數學模型

1.1 MC-WPST 系統整體構架

MC-WPST 系統的結構框圖如圖1 所示，圖中MC-WPST 系統分為無線電能傳輸系統和無線信號傳輸系統兩部分。電能傳輸主要由逆變器、原副邊補償、整流器以及電能通道耦合機構組成；信號傳輸主要包括信號發送電路、信號接收電路以及信號通道耦合機構。其中電能通道與信號通道耦合機構之間的交叉耦合會為信號傳輸引入串擾，本文目的就是通過設計一種具有交叉解耦特性的耦合機構以抑制串擾。

圖1 MC-WPST 系統結構框圖Fig.1 Block diagram of structure of MC-WPST system

1.2 CRSW 耦合機構結構

圖2 給出了CRSW 耦合機構的結構示意。如圖2（a）所示，內外層圓柱曲面同軸，外層為MCWPST 系統的固定側，半徑為r2；內層為旋轉側，半徑為r1。固定側與旋轉側上均安裝有3 個同軸環形繞組，其中中間側繞組b 為信號傳輸通道耦合繞組，兩端的繞組a1和a2相互串聯，共同構成電能傳輸通道的耦合繞組，如圖2（b）所示。所有6 個繞組的繞線方向如圖2（c）所示，其中內外層對應繞組的繞線方向一致。以內層繞組為例，左右兩端的電能通道耦合繞組的繞制方向相反，分別定義為繞組Lr1和Lr2，由于Lr1和Lr2串聯，因此流經2 個繞組的電流方向也是相反的；中間的信號通道耦合繞組的繞制方向與Lr1和Lr2無關且可任意設定，內層信號繞組定義為L3。外層對應的繞組分別定義為Lt1、Lt2和Lt3。

圖2 CRSW 耦合機構結構示意Fig.2 Schematic of structure of CRSW coupler

1.3 CRSW 耦合機構數學模型

圖2 中所示的CRSW 包含6 個繞組，其構成的等效電路如圖3 所示，每個繞組被視為一個電感元件，且任意兩個繞組之間的耦合被視為互感，同側的兩個電能傳輸繞組的一對異名端相互連接。

圖3 基于自感與互感參數的CRSW 耦合機構等效電路Fig.3 Equivalent circuit of CRSW coupler based on self-inductance and mutual inductance parameters

根據電路理論可知，繞組之間的磁場耦合效應可等效為感應電壓源，基于感應電壓源的CRSW CSRW 耦合機構等效電路如圖4 所示，于是圖4（a）所示的電路可簡化為圖4（b）所示的等效電路，圖中每個繞組與5 個等效電流控電壓源串聯。

圖4 基于感應電壓源的CRSW 耦合機構等效電路Fig.4 Equivalent circuit of CRSW coupler based on induced voltage source

根據基爾霍夫電壓定律KVL（Kirchhoff’s voltage law）列寫等效電路的電壓方程為

式中：Utp為電能發射線圈端口電壓；Uts為信號發射線圈端口電壓；Urp為電能接收線圈端口電壓；Urs為信號接收線圈端口電壓。

定義

式中：Ltp和Lrp分別為電能傳輸通道的原邊、副邊繞組的整體等效自感；Lts、Lrs重新定義為信號傳輸通道原、副邊繞組自感，使電能與信號傳輸通道符號對稱；將CSRW 耦合機構中6 個繞組間的互感整合為4 個等效電感之間的互感，Mp和Ms分別為電能與信號通道原、副邊互感；Mtpts、Mrprs、Mtprs和Mtsrp分別為系統原副邊電能繞組與信號繞組之間的交叉互感。于是，式（1）所示等效電路的KVL 方程可簡化為

根據簡化后的KVL 方程，CRSW 耦合機構的等效電路也可進一步簡化為如圖4（b）所示。

1.4 耦合機構有限元仿真

要實現電能傳輸通道與信號傳輸通道之間的解耦，實際上就是通過合理地設計耦合機構，使得式（3）中的互感Mtpts=0、Mtprs=0、Mtsrp=0 以及Mrprs=0。根據式（2）可知，要實現上述互感為0，需滿足

分析式（4）成立的條件，在有限元仿真軟件ANSYS Electronics 中建立耦合機構的仿真模型，如圖5 所示，分析耦合機構繞組間距對互感參數的影響規律。

圖5 基于有限元仿真軟件的耦合機構仿真模型Fig.5 Simulation model of coupler based on finite element simulation software

圖6 給出了CRSW 的電能與信號繞組間互感Mtpts、Mtprs、Mtsrp以及Mrprs關于繞組間距dt1、dt2、dr1以及dr2的關系曲線。由圖可見，當原、副邊繞組間距滿足dt1=dt2且dr1=dr2時，上述互感為0，即當原副邊信號線圈處于同一平面且4 個電能傳輸通道線圈關于信號線圈平面對稱時，電能與信號通道實現解耦。此時，圖5 中標注的信號線圈所在平面的磁感應強度分布如圖7 所示。

圖7 繞組對稱時信號繞組的磁感應強度分布Fig.7 Magnetic flux density distribution of signal winding when windings are symmetrical

當原、副邊繞組間距滿足dt=dt1=dt2且dr=dr1=dr2，即繞組關于信號繞組平面對稱時，繞組間距dt和dr的絕對值還會影響耦合機構電能與信號傳輸通道的耦合參數。

圖8 給出了耦合機構等效自感Ltp、Lrp以及電能通道的互感Mp。由圖8 可見，調節繞組間距dt和dr可改變通道的自感與互感參數，可為MC-WPST系統層面的輸出增益、功率等級、信號通道增益等指標提供更多的設計自由度。

2 MC-WPST 系統電能與信號傳輸通道分析

2.1 電能傳輸通道

圖9 給出了MC-WPST 系統的示意，其中電能傳輸部分由全橋逆變器、補償電路、耦合機構以及全橋整流電路構成。圖中：Edc為輸入直流電壓，Itp和Irp分別表示系統原、副邊環路電流。

圖9 MC-WPST 系統示意Fig.9 Schematic of MC-WPST system

逆變電路將直流電壓Edc轉換為高頻交流電壓，根據傅里葉分解可知，逆變器交流電壓與直流側電壓滿足

補償電路采用串聯-串聯補償結構，其中原、副邊補償電感滿足

根據能量守恒定理，系統副邊高頻整流電路的直流與交流側的阻抗關系滿足

結合式（5）～式（7），列寫MC-WPST 系統電能傳輸部分的KVL 矩陣等式，可得

求解得到系統的輸出電流IL與輸出功率PL分別為

2.2 信號傳輸通道

本文采用的調制方案是幅移鍵控ASK（amplitude shift keying）調制，其原因包括：①ASK 調制技術中載波存在用“1”代表，載波不存在用“0”代表，這種類型的調制稱為開關鍵控，是最節省能量的調制方式，因為只有在發送“1”時輻射能量；②ASK 調制是發射和接收電路結構簡單；③ASK 調制載波頻率始終保持不變，因此該技術占用的頻帶寬度窄。

信號傳輸通道主要由信號發射電路和接收電路組成。信號發射電路包括4 個部分：載波生成、ASK調制、信號放大和隔離輸出電路，如圖10 所示。正弦載波振蕩電路的基本原理是利用特定頻率的無源晶振結合電容器進行自激振蕩，并通過放大電路生成正弦載波，本文中信號載波頻率為10.7 MHz。隨后，使用CD4051 選擇器電路根據數字信號對正弦載波進行ASK 調制，生成調制載波。最后，調制載波經過前向比例放大器電路放大，調節輸出調制波的幅度，放大后的調制波通過1∶1 緊密耦合變壓器進行隔離輸出。

圖10 信號發射電路結構Fig.10 Structure of signal transmitting circuit

信號接收電路同樣由4 個部分組成：帶通濾波、信號放大、包絡整形和數字波形輸出電路，如圖11所示。濾波電路是由RC 低通濾波和巴特沃斯高通濾波組成的帶通濾波電路，其功能是過濾信號傳輸通道中源自電能傳輸通道的串擾以及部分開關噪音。放大電路將信號波形幅度放大為輸入信號的3倍，以克服信道衰減。隨后信號輸入至包絡整形單元，將接收到的調制載波包絡整形為數字方波。

圖11 信號接收電路結構Fig.11 Structure of signal receiving circuit

3 實驗驗證

根據圖1 所示的耦合機構結構以及圖9 所示的MC-WPST 系統結構搭建了原理樣機，如圖12所示。圖12 中：耦合機構由利茲線繞制于兩層亞克力套筒上，模擬同軸旋轉型MC-WPT 系統安裝場景，下角標t 指代處層線圈，r 指代內層線圈；發射線圈安裝于外層套筒，接收線圈安裝于內層套筒。系統的主要參數如表1 所示。

表1 MC-WPST 系統的主要參數Tab.1 Main parameters of MC-WPST system

圖12 MC-WPST 系統原理樣機Fig.12 Experimental prototype of MC-WPST system

為了驗證系統電能傳輸通道與信號傳輸通道各自的性能，本文進行了不同條件下的實驗，結果如圖13 所示。首先，在信號通道待機條件下測量了電能傳輸通道逆變器輸出電壓、電流以及整流器的輸出電壓，如圖13（a）所示。圖中，逆變器輸出電壓與電流同相且電流過零點輕微滯后于電壓過零點，逆變器開關管工作于軟開關狀態；系統輸出電壓為100 V，與理論值基本一致。其次，在電能通道待機條件下測量了信號傳輸通道輸入輸出側的數字信號與調制模擬信號，如圖13（b）所示，可見數字信號高、低電平與模擬載波高、低幅值對應良好，同時輸入與輸出的數字信號匹配正確，且輸出信號幾乎沒有滯后現象。

圖13 MC-WPST 系統實驗波形Fig.13 Experimental waveforms of MC-WPST system

進一步地，在MC-WPST 系統電能傳輸部分正常工作的情況下，通過測量信號發射線圈與接收線圈的開路電壓來驗證基于CSRW 結構的耦合機構的通道交叉解耦效果。電能傳輸通道原副邊繞組電流以及信號繞組開路電壓如圖13（c）所示。圖中波形顯示電能傳輸通道原、副邊電流峰值均達到2.5 A 以上，uts和urs存在一定的串擾信號，主要包含以下兩部分：一是來自于電能傳輸通道的基波及高次諧波串擾。本系統的基波頻率為85 kHz，而信號模塊的帶通濾波電路的通頻帶為1～100 MHz，因此濾波電路可有效濾除電能傳輸通道的基波以及11 次以內的諧波串擾，剩余的更高次諧波的分量極小，可以忽略。從本文的實驗結果看，信號波形中的串擾并非電能通道的基波與諧波。二是來自于逆變器的開關噪聲串擾。此部分噪聲的頻率與幅值主要取決于開關管本身的寄生參數以及PCB 板布線的分布參數等的影響。從實驗分析可知，本文信號波形的噪聲頻率與開關管噪聲基本一致，與信號載波頻率10 MHz 接近，在1～100 MHz 頻帶內，帶通濾波電路難以有效濾除，所以最終加載在信號波形之上。值得注意的是，疊加與數字與模擬載波波形之上的噪音具有脈沖信號的特征，其高電平時間極短，對于信號的發送與讀取影響極小，可以忽略不計。最后，圖13（d）給出了MC-WPST 系統電能與信號部分共同工作時的信號波形，可見輸出數字信號仍然與輸出信號對應，信號傳輸速率為19 200 bit/s。

4 結語

本文提出了一種基于同軸環形六繞組耦合機構的電能與信號并行傳輸方法，通過繞組的位置設計與串并聯實現電能通道與信號通道的解耦，降低MC-WPST 系統電能傳輸對信道的串擾。通過建立六繞組耦合機構數學模型，計算得出電能與信號傳輸通道間的交叉耦合參數。結合耦合機構模型與有限元仿真，明確了雙通道解耦對應的繞組位置關系。搭建MC-WPST 系統實驗原理樣機，實驗結果表明六繞組耦合機構及其設計方法對電能與開關噪聲的基波成分具有較好的抑制作用，在系統輸出功率為150 W 時，實現了基于幅移鍵控的速率為19 200 bit/s 的信號傳輸，驗證了所提出方法的正確性與有效性。