移動中繼雙向無線充電系統拓撲結構設計

李 陽，寇蘇雅，安張磊，孟 航，黃文鑫，張 沖

（1.天津工業大學電氣工程學院，天津 300387；2.天津理工大學天津市新能源電力變換傳輸與智能控制重點實驗室，天津 300384）

隨著新能源產業的快速發展，電動汽車、無人機等新能源設備的充電方式受到了廣泛關注，無線充電技術具有防止線路磨損老化、易于實現智能化和無人化等優勢，成為了新能源設備充電技術的研究熱點[1-4]。然而，目前無線充電樁數量不足，新能源設備無線充電存在找樁難、布樁難和樁使用率低等痛點[5]。因此，如何滿足用戶充電距離需求，緩解固定充電樁使用過程中靈活度不足的問題尤為重要。目前無線充電樁大多采用感應式無線充電，其傳輸距離一般為10～30 cm，隨著距離的增大傳輸功率與效率會有所下降，故采用移動方式解決充電距離近的問題是可行方法之一[6-8]。

為解決充電中存在的問題，文獻[9]利用可移動電池交換車為電動汽車提供充電電池交換服務，此類型交換車攜帶大量滿電電池，可在短時間內行駛至電動汽車附近為其更換欠電電池，解決了充電時間長和充電難的問題；文獻[10]提出一種新型的移動式充電方式，由移動充電車根據用戶發送的充電指令進行用戶服務，電動汽車的充電請求通過泊松分布建模，并均勻分布于服務區域；文獻[11]對電動汽車應急充電系統進行研究，系統可外接交流電源或通過直流充電口外接充電樁為儲能電池組補電，同時建立云平臺服務器實現高度智能化，彌補了充電基礎設施建設不健全帶來的負面影響；文獻[12]提出的移動充電策略可以不受時間和位置的限制為電動汽車進行充電，并以充電點數量最小為優化目標，建立優化模型；文獻[13]開發了一種用于“流量捕獲”的新型位置分配模型，針對燃料車輛充電設施，以滿足起點-終點流的最短路徑需求為目標，利用流量捕獲模型計算車輛充電設備的最佳位置。

由上述文獻分析可知，為解決充電難的問題，提出了移動式充電方式，然而該方式存在充電靈活性不足，需要人工干預的問題。因此，本文在現有研究的基礎上，進一步將移動式充電與無線電能傳輸技術結合，實現了移動中繼電源的雙向無線充電功能。本文的特色和創新之處在于提出了解決電能雙向變換困難的移動中繼雙向無線充電功率變換新型拓撲結構，主要包括雙向高頻整流/逆變、雙向Buck-Boost 變換器、LCC 型補償網絡和耦合機構等，其中雙向高頻整流/逆變器完成電能的交直流雙向變換，雙向Buck-Boost 變換器完成直流電壓的雙向升降壓調節。

1 移動中繼雙向無線充電系統

1.1 移動中繼雙向無線充電系統分析

移動中繼無線充電系統在充、放電過程中要面對不同的供電設備與充電負載，而各種充電設備系統參數由于充電功率等級與充電頻率有所不同而存在很大差異。實際應用中，地面無線充電樁的輸出電壓范圍一般為200～500 V，新能源設備充電電池電壓由車輛制造商和電池技術決定，如大型無人機電池電壓范圍大約為22～48 V，電動汽車電池電壓在200～750 V 之間[14]。因此，若要適應不同電壓等級的無線充電電源以及不同規格的新能源設備充電電池，就需要雙向移動中繼電源輸出電壓具有較寬的調控范圍并且做到靈活調節。

基于上述思考，本文提出一種移動中繼雙向無線充電系統整體設計方案，如圖1 所示，系統由地面端無線充電裝置、移動中繼端無線充電裝置和負載設備端無線充電裝置組成，其中移動中繼端主要包括儲能電池、雙向高頻逆變模塊、雙向Buck-Boost 電路、補償網絡和耦合機構。耦合機構采用利茲線繞制而成的圓形線圈，增加鐵氧體屏蔽層以提升傳輸效率。

圖1 移動中繼雙向無線充電系統整體結構Fig.1 Overall structure of mobile relay bidirectional wireless charging system

根據移動中繼電源的工作狀態可分為充電模式與供電模式。充電模式指地面充電電源向移動中繼電源無線充電，當移動電源欠電時，找到地面充電樁為其進行電能補給，地面充電端由高頻逆變電源輸出高頻交流電，通過耦合機構傳輸至移動中繼端，再經雙向全橋模塊將高頻交流電轉化為直流電，為移動電源中的儲能電池充電；供電模式指移動中繼電源給負載設備提供電能，當負載設備需要充電時，向移動電源發出請求信號，移動電源受理后到達目標地點為負載進行無線供電，儲能電池輸出直流電壓，經雙向全橋模塊轉化為高頻交流電，通過耦合機構傳輸至新能源設備端，將交流電整流為直流電為負載設備充電。

1.2 雙向拓撲結構設計

實現電能的雙向變換要考慮整體系統的電源拓撲結構、補償網絡設計及控制方式選擇，以滿足系統高效穩定運行。為了增加輸出功率調控范圍，加入串聯型Buck-Boost 調功單元，本文設計的電源拓撲結構如圖2 所示。其中，I1、I2和I3為雙向全橋交流側電流；I1'、I2'和I3'為雙向全橋直流側電流；Id、Iin和Ibatt為負載及輸入激勵電流。該系統可實現10 kW雙向無線充電，工作頻率10～100 kHz 可調，系統包括3 個部分：地面充電端、移動電源端和負載設備端。移動電源端由LCC 型諧振補償網絡、耦合機構、雙向全橋整流/逆變器以及串聯雙向Buck-Boost 變換器構成。

圖2 移動中繼雙向無線充電系統拓撲結構Fig.2 Topological structure of mobile relay bidirectional wireless charging system

該系統可實現地面充電端向移動中繼電源充電、移動中繼電源向負載提供電能的雙向傳輸模式。移動中繼電源中的串聯雙向Buck-Boost 變換器完成直流電壓的雙向升降壓調節，雙向全橋整流/逆變器完成電能的交直流雙向變換，充電模式下全橋電路實現高頻可控整流功能，供電模式下全橋電路實現高頻逆變功能。

通過改變發射與接收側全橋電路的驅動波形相位關系以實現充電與供電模式的切換，雙向系統控制波形如圖3 所示，US和UP分別為發射側輸入電壓與接收側輸出電壓，S1～S8和P1～P4分別為地面充電端、負載端及移動電源端開關管驅動波形。同側同一橋臂上下兩管（如S1、S2）驅動波形互補，并存在一定死區時間。充電模式下，接收側（移動電源端）驅動波形較發射側（地面充電端）滯后一定角度α；供電模式下，發射側（移動電源端）驅動波形較接收側（負載設備端）超前一定角度α。

圖3 雙向系統控制波形Fig.3 Waveforms under control of bidirectional system

本系統選擇直流側功率調節方式，不同于改變逆變橋功率管工作頻率來改變系統阻抗的變頻調功方式，直流側功率控制只調節斬波電路開關管的占空比以改變輸出電壓進而調節輸出功率，不改變工作頻率，系統始終工作于準諧振狀態，在調節輸出功率的同時對線圈效率影響很小。相較于移相調節，直流側功率控制在準諧振狀態下發射端電壓與電流相位差φ 很小且保持恒定，減小了系統的回流功率和功率管的電流應力。因此，直流調功控制方法提升了功率的調節范圍，保證了系統在不同功率等級下均可實現高效穩定運行。

由于傳統的直流斬波Buck-Boost 電路只能實現正向降壓和反向升壓，為電壓的單向調節，為了進一步拓寬移動中繼電源對輸出電壓的調控能力，采用串聯型雙向Buck-Boost 作為輸出電壓調節單元，結合了Buck 變換器和Boost 變換器的特點，可實現雙向升降壓調節，且不改變輸出電壓極性。該結構功率器件兩端承受的電壓為輸入或輸出電壓，電壓應力較小，且電感、電容等無源元件使用較少，可提高系統的功率密度。

移動中繼無線充電系統需要適應大量不同參數的充電負載，為了提高系統的互操作性，諧振補償網絡選擇了LCC-LCC 拓撲結構，電路等效模型如圖4所示，其中Is和Ip為發射與接收線圈電流，I1和I2為雙向全橋電路輸入、輸出電流，M 為線圈互感。

圖4 LCC-LCC 補償拓撲電路等效模型Fig.4 Circuit equivalent model of LCC-LCC compensation topology

根據LCC 型補償網絡各個回路電流的關系可知，Is和Ip受輸入電壓US和工作頻率f 影響，與互感及負載參數無關，具有恒流特性。負載電流I2受輸入電壓US、互感M 及工作頻率f 影響，與負載阻值無關[15]。當逆變激勵輸入電壓不變、負載阻值變化時，LCC 補償結構可以實現電池充電電流恒定，提高系統互操作性。

發射側輸入電壓US與接收側輸出電壓UP分別為

式中：Uin為逆變前端輸入電壓；Ubatt為負載電池額定電壓；d 為串聯型Buck-Boost 電壓增益。移動中繼電源接收功率為

式中：L 為耦合機構的等效電感；ω 為系統角頻率；D=α/2π。本文控制方式為直流側調壓，移相角保持不變，因此D 為常數，其值為0.53。根據式（1）和式（2）分析可知，儲能電池充電電壓越大，移動中繼電源接收功率越大。

本系統最大輸出功率為10 kW，當發射與接收端工作在諧振狀態時，根據LCC 型補償網絡工作頻率與電感、電容的關系[15]計算出LCC 補償網絡電感電容參數，如表1 所示。

表1 LCC-LCC 拓撲電路參數Tab.1 Circuit parameters of LCC-LCC topology

2 雙向無線充電系統仿真研究

為驗證上述理論的正確性與可行性，根據系統控制策略、拓撲結構及電路參數的設計，搭建了移動中繼雙向無線充電系統仿真模型，包括雙向無線充電主電路、控制單元以及功率測量單元，如圖5所示。系統工作頻率為85 kHz，直流調功模塊控制頻率為20 kHz，移動中繼電源儲能電池接收功率為10 kW。

圖5 移動中繼雙向無線充電系統仿真模型Fig.5 Simulation model of mobile relay bidirectional wireless charging system

仿真設置系統輸入電壓為工頻交流電，逆變電路工作頻率為85 kHz，移動中繼電源電池額定電壓為400 V，移動中繼電源充電模式下，為使儲能電池兩端電壓達到自身額定充電電壓，需將移動中繼線圈整流后電壓進行Boost 升壓，驅動脈沖Q1為高電平，Q2為零電平，Q3與Q4互補。供電模式下，設置充電設備電池額定電壓為200 V，充電電流12 A，直流調功模塊工作于降壓模式，驅動脈沖Q1與Q2互補，Q3為高電平，Q4為零電平。

充電、供電模式下的系統波形如圖6 所示，其中：圖6（a）為充電模式系統波形，移動電源電池接收到400 V 額定充電電壓，電流25 A；圖6（b）為供電模式系統波形，系統輸出200 V 額定充電電壓，充電電流為12 A。

圖6 充電、供電模式下系統波形Fig.6 Waveforms of system in charging and discharging modes

不同設備耦合線圈的位置或距離不同（即互感參數不同）對系統的傳輸特性有很大影響，而互感大小與線圈耦合系數k 成正比，當兩側線圈越偏移中心位置或距離增大時，耦合系數隨之減小，為驗證系統抗偏移能力，對不同k 值下系統接收功率、傳輸效率及充電電流進行了仿真分析。通常情況下，線圈的耦合系數k 范圍在0.1～0.3 之間，因此設置k 為0.10、0.15、0.20、0.25 和0.30，對應所得系統充電電流與效率的仿真參數如圖7 所示。由圖7 可見，耦合系數越大系統效率有小幅上升，保持在85%以上，充電電流呈增大趨勢。因此對于雙LCC型雙向無線充電系統，互感變化時系統可保持較高的傳輸效率，但對充電電流和功率有較大影響，與理論分析一致。

圖7 不同耦合系數下充電電流與效率關系Fig.7 Relationship between charging current and efficiency under different coupling coefficients

為驗證雙LCC 補償網絡的互操作性，設置負載參數為4、7、10、13、16 和20 Ω，對應所得系統效率和充電電流參數如圖8 所示。由圖8 可見，改變負載對系統效率及充電電流影響不大，因此雙LCC型補償網絡具有良好的恒流特性，更換充電設備仍可保持系統的高效傳輸。

圖8 不同負載參數下充電電流與效率關系Fig.8 Relationship between charging current and efficiency under different load parameters

為驗證本文系統在不同負載參數下的電壓調控范圍，改變系統輸出電壓，得到不同電壓參數下的系統效率如圖9 所示。由圖9 可見：相同負載參數下，隨著輸出電壓的增大，效率隨之增加；相同電壓參數下，負載值越小，系統效率越高；系統傳輸效率總體保持在86%以上。

圖9 輸出電壓與系統傳輸效率關系Fig.9 Relationship between output voltage and system transmission efficiency

3 雙向無線充電系統實驗驗證

為驗證上述理論與仿真分析的正確性，搭建了一套10 kW 移動中繼雙向無線充電實驗系統，如圖10 所示。充電模式實驗系統包括地面充電電源、耦合機構、移動中繼電源及負載；供電模式實驗系統包括移動中繼電源、耦合機構、高頻整流器及負載。充電電池使用15 kW 繞線電阻代替，實驗參數使用YOKOGAW 公司的PX8000 功率分析儀測量，使用德州儀器公司的DSP 微控制器TMS320F28 335 對雙向全橋模塊及雙向直流變換器進行數字化控制。

圖10 移動中繼雙向無線充電系統實驗平臺Fig.10 Experimental platform for mobile relay bidirectional wireless charging system

移動中繼電源儲能電池充電電壓范圍選擇320～420 V，根據系統最大功率、工作頻率、輸入輸出電壓和負載等參數計算得到移動中繼無線充電系統的電氣參數如表2 所示。

表2 移動中繼雙向無線充電系統電氣參數Tab.2 Electrical parameters of mobile relay bidirectional wireless charging system

耦合機構為560 mm×560 mm 圓型線圈，采用線徑為4.4 mm 的利茲線繞制而成，并配有PC95型Mn-Zn 鐵氧體磁屏蔽層，線圈結構參數見表3。

表3 耦合線圈結構參數Tab.3 Structural parameters of coupling coils

設置耦合線圈距離為10 cm，系統工作頻率85 kHz。圖11（a）為移動中繼系統充電模式下實驗數據，Ueq和Ieq分別為移動中繼端負載接收電壓和電流，Up和Ip分別為地面端電源逆變輸出電壓和電流有效值，可得逆變輸出功率為11.56 kW，負載接收功率為9.93 kW，移動中繼電源系統效率為85.90%；圖11（b）為供電模式下實驗數據，Ud和Id分別為新能源負載接收電壓和電流，Us和Is分別為移動中繼電源逆變輸出電壓和電流有效值，其中移動中繼逆變輸出功率為2.89 kW，充電負載接收功率為2.46 kW，移動中繼電源的系統效率為85.17%。

圖11 實驗數據與波形Fig.11 Experimental data and waveforms

為驗證互感對系統傳輸特性的影響，改變耦合機構傳輸距離為5、10、15、20 和25 cm，對應所得系統傳輸效率如圖12 所示。由圖12 可見，當互感增大，即耦合機構傳輸距離減小時，充電電流隨之增大，系統效率增大，保持在82%以上，因此互感的變化對系統傳輸功率有較大影響，對傳輸效率影響較小，系統可保持高效穩定運行。

圖12 不同互感下傳輸效率與充電電流關系Fig.12 Relationship between transmission efficiency and charging current under different values of mutual inductance

為驗證LCC 補償網絡互操作性，在耦合機構傳輸距離為10 cm 時，改變負載參數為20、15、10和5 Ω，得出系統充電電流、傳輸效率與負載的關系如圖13 所示。由圖13 可見，隨著負載參數的增大，負載充電電流有小幅下降，系統效率基本保持不變，可達82%以上。因此LCC 補償網絡具有良好的互操作性。

圖13 不同負載參數下系統效率與充電電流關系Fig.13 Relationship between system efficiency and charging current under different load parameters

為驗證系統在不同負載參數下的電壓調控范圍，改變調壓電路占空比，得到不同電壓參數下的系統效率如圖14 所示。相同負載參數下，輸出功率越高效率越高；相同電壓參數下，負載越小效率越高，保持在84%以上。

圖14 輸出電壓與系統傳輸效率實驗關系Fig.14 Experimental relationship between output voltage and system transmission efficiency

由于實驗過程中存在功率管的導通損耗、截止損耗、驅動損耗以及線路與各個連接處接口的發熱損耗，因此實驗結果相較于仿真結果效率略有降低。

4 結論

本文設計了移動中繼雙向無線充電系統，提出一種新型的拓撲結構，具有較寬的功率調節范圍及良好的互操作性。采用串聯型雙向Buck-Boost 拓撲電路，在不改變諧振狀態的情況下實現了全輸出功率范圍的高效率傳輸。選擇的雙LCC 型補償網絡具有良好的恒流特性，實現了輸出功率及電流與負載無關的特性。本文理論分析了所提方法的可行性，并搭建了仿真模型和實驗電路，對所提方法及其拓撲結構進行了仿真分析和實驗驗證，具體結論如下。

（1）本文中的移動中繼電源采用雙向全橋電路及串聯型雙向Buck-Boost 電路，在完成電能雙向變換的同時，拓寬了功率調節范圍，并選擇雙LCC 型補償拓撲結構增加了整體系統的互操作性，系統傳輸效率保持在82%以上。

（2）互感的變化對系統傳輸功率影響較大，對傳輸效率影響較小，系統可保持高效穩定運行。

（3）隨著負載參數的增大，負載充電電流有小幅下降，系統效率基本保持不變。

（4）相同負載參數下，輸出功率越高效率越高；相同電壓參數下，負載越小效率越高。

本文所提移動中繼雙向無線充電系統，可適應不同充電設備的充電需求，提高了無線電能傳輸系統的傳輸性能，同時可幫助無線充電設備在更遠距離、充電需求更靈活的場合進行應急補電。