寬輸入飛跨電容型TL Buck-LLC級聯變換器研究①

龔傳姣, 祝龍記

(安徽理工大學電氣與信息工程學院,安徽 淮南 232001)

0 引 言

在很多特定場合,供電電壓都不會是固定的,例如新能源領域,風能、太陽能等輸出電壓波動幅度大,車載鋰電池組成的電池組輸出電壓波動范圍也較寬,這就對電力電子變換器輸入電壓的范圍要求越來越寬。

LLC諧振變換器由于拓撲簡單、原邊功率開關管可以實現全負載范圍的零電流開通(ZVS)和副邊功率管的零電壓關斷(ZCS)等優勢,被廣泛應用于開關電源中。但是隨著輸入電壓范圍的增大,要得到穩定的輸出電壓,其開關頻率變化范圍也會增大,對電路磁性元件的參數設計要求較高,效率也會大大降低。因此,一級變換難以達到良好的效果,考慮多級變換器進行級聯,拓寬變換電源的輸入電壓范圍。但兩級式電路中,非隔離調壓電路在實現寬輸入電壓范圍時需要考慮開關器件的電壓應力問題。

三電平Buck變換器(Three-Level Buck converter,TL Buck變換器)[1]具有開關電壓應力為兩電平變換器一半和電感電容等儲能元件較小的特點,然而,普通TL變換器最大的缺點就是輸入與輸出不共地,這個缺點大大限制了TL變換器的應用范圍。因此,提出了飛跨電容[2]的概念,對非隔離型TL直流變換器進行改進,使輸入與輸出共地,同時保留了變換器原有的優點。

文獻[3]采用Boost變換器與LLC級聯的方式,使后級LLC諧振變換器工作在諧振點附近,通過調節Boost變換器的占空比拓寬輸入電壓的范圍,首先不適用高電壓的場合,其次在負載變化時,LLC諧振變換器工作頻率變化范圍較大,難以實現軟開關導致效率降低且不利于磁性元件的設計。文獻[4-5]提出Buck-LLC兩級式變換器的環路定頻控制,前級開關管電壓應力過大,后級定頻控制所設計的高頻變壓器體積較大,不利于集成。文獻[6]針對全橋LLC拓撲增益范圍有限的缺點,提出變模態控制策略,但控制方法復雜。

針對以上寬電壓輸入變換器出現的問題,研究了一種飛跨電容型TL Buck-LLC級聯變換器拓撲,結合了飛跨電容型TL Buck變換器輸入電壓范圍寬、電壓應力低的特點與LLC高效率的優點。首先分析了飛跨電容型TL Buck-LLC級聯變換器的工作原理,然后提出了解耦控制與模糊PI變頻控制結合的控制策略,最后通過MATLAB/Simulink仿真驗證了理論分析的正確性。

1 TL Buck-LLC級聯變換器拓撲結構

1.1 拓撲結構

圖1所示為所提寬輸入飛跨電容型TL Buck-LLC級聯變換器拓撲,其中飛跨電容Cf、功率開關管Q1,Q2、二極管D1,D2和輸出濾波器Lb,Cb構成前級TL-Buck變換器;功率開關管S1,S2、諧振電容Cr、諧振電感Lr、勵磁電感Lm和高頻隔離變壓器T組成后級半橋LLC諧振變換器。

圖1 TL Buck-LLC級聯變換器

開關管Q1,Q2驅動信號相差180°,通過調節占空比D將較寬的輸入電壓范圍降為一個常值,輸出電壓作為后級LLC諧振變換器的輸入,開關管S1與S2以固定占空比互補導通,為諧振槽提供方波,使其工作在諧振點附近,保證開關管和二極管實現ZVS與ZCS。

1.2 工作原理

1.2.1 TL Buck電路工作原理

TL Buck變換器在占空比D不同的情況下,其工作在不同的模式,因此根據占空比大于0.5或小于0.5分為兩種狀態[7]。在占空比小于0.5狀態下開關管Q1、Q2的驅動信號、流過電感的電流ILb和輸出濾波器兩端電壓VAB的波形如圖2所示?？梢?TL Buck變換器開關管承受的電壓應力降低為原來的一半,電感電流紋波頻率是開關頻率fb的兩倍,更有利于電感器件的設計與集成。

圖2 TL Buck電路的主要波形

假設在變換器穩態時,飛跨電容Cf兩端電壓VCf穩定在輸入直流電壓Vin的一半。當00.5時模態分析類似,不過多贅述。

模態1[t0-t1]:Q1,D1開通,Q2,D2關斷,等效電路如圖3(a)所示。此時輸入電壓對飛跨電容Cf充電,其電壓VCf上升,輸出濾波器電壓VAB=Vin-VCf,電感Lb兩端電流ILb上升。

模態2[t1-t2]:Q1、Q2關斷,D1、D2開通,等效電路如圖3(b)所示。此時飛跨電容被隔斷,二極管、輸出濾波與負載構成回路,飛跨電容Cf電壓VCf不變,輸出濾波器電壓VAB=0,輸出濾波電感放電,電流ILb下降。

模態3[t2-t3]:Q2、D2開通,Q1、D1關斷,等效電路如圖3(c)所示。此時飛跨電容Cf放電,為負載提供能量,其電壓VCf下降,輸出濾波器電壓VAB=VCf,電感電流ILb上升。

模態4[t3-t4]:Q1、Q2關斷,D1、D2開通,等效電路如圖3(d)所示。模態4與模態2一致,飛跨電容Cf電壓VCf不變,輸出濾波器電壓VAB=0,輸出濾波電感放電,電流ILb下降。

文中涉及的飛跨電容型TL Buck變換器的性能指標主要是:1)電壓增益Mb;2)電感電流的紋波ΔILb;3)開關器件的電壓應力。

根據圖2分析,在一個開關周期Ts內,輸出電壓Vb的平均值等于電壓VAB的平均值,可計算為:

(1)

可以得出TL Buck變換器的電壓增益Mb為:

(2)

在電感電流連續的情況下,TL Buck變換器與傳統兩電平Buck變換器的電壓增益一致。

IL_max和IL_min分別為電感電流ILb的最大值和最小值,當占空比D為0.25或0.75時,電感電流紋波ΔILb最大,為:

(3)

而兩電平Buck變換器電感電流紋波為:

(4)

在同樣的紋波要求情況下,TL Buck變換器濾波電感大小都會比傳統拓撲小很多,更利于集成。

圖3 TL Buck電路的工作模態

1.2.2 LLC諧振變換電路工作原理

半橋LLC諧振變換電路如圖4所示,前級TL Buck變換器的輸出電壓Vb作為后級LLC諧振變換器的輸入電壓Vin,S1、S2為IGBT開關管組成的原邊逆變網絡;諧振腔分別由諧振電容Cr、諧振電感Lr和勵磁電感Lm組成;連接原副邊的為帶中心抽頭的高頻變壓器T;組成副邊全波整流的二極管D3、D4;輸出濾波電容Co;負載Ro。

圖4 LLC諧振變換器原理圖

對于諧振回路,其諧振頻率fr會隨著負載的變化而變化。當負載短路時,Lm被完全短路,不參與諧振,此時的系統整體諧振頻率fr為最大:

(5)

當負載斷路時,負載等效電阻無限大,Lm完全參與諧振,此時的系統整體諧振頻率fm為最小:

(6)

在諧振頻率為最大值fr時,只有諧振電感Lr和諧振電容Cr組成串聯諧振,此時串聯諧振阻抗為0,輸入電壓完全加入副邊,即變換器的電壓增益為1。

利用基波分析法[8]可以得到LLC諧振變換器的直流電壓增益ML:

(7)

LLC諧振變換器通常工作在欠諧振狀態,即開關頻率fs小于諧振頻率fr,因為在諧振周期中,勵磁電流im等于諧振電流ip,導致勵磁電感Lm參與諧振。Lm的諧振頻率fm遠低于Lr的諧振頻率fr,但原邊電流仍會呈現平臺形態。同時,副邊電流在這個時期內斷續,使得副邊二極管實現了零電流關斷(ZCS),實現了軟開關,提高了整機效率。

2 TL Buck-LLC級聯變換器控制策略

2.1 TL Buck變換器

在TL Buck變換器中,開關管Q1,Q2交替導通,占空比相同,相位相差180°。由于飛跨電容的自動調節特性,飛跨電容電壓VCf會自然穩定在Vin/2。但實際電路參數不完全一致和對稱,在外界擾動或負載波動后,飛跨電容Cf穩態電壓會偏離理論值,無法使VCf快速穩定至Vin/2。

設開關管Q1,Q2的占空比分別為D1、D2,在實際電路中,各種因素造成的擾動記為Δd1和Δd2,則設

(8)

根據上式可知,通過調節Δd1和Δd2就可以控制飛跨電容電壓VCf穩定至Vin/2,但在調節Δd1和Δd2的同時會導致輸出電壓Vb的變化。文獻[9]針對此類問題通過對輸出電壓Vb與跨電容電壓VCf解耦,再分別進行閉環設計,只需滿足:

Δd1+Δd2=0

(9)

因此,在TL Buck變換器運行時,只要滿足上式,即可在調節飛跨電容電壓時不影響輸出電壓Vb。

根據上述分析,建立飛跨電容電壓與輸出電壓解耦的雙閉環,如圖5所示。

2.2 LLC諧振變換器

為了保證LLC諧振變換電路在負載變化的情況下穩壓輸出,采用基于傳統控制器結構的電壓環模糊自整定PI控制,模糊控制是一種魯棒性較強的控制技術。

模糊PI控制器主要基于不同結構的控制器制定偏差和偏差變化率的模糊規則,模糊自整定PI技術對PI參數進行實時校正。圖6為本文對后級LLC諧振變換器采用模糊自整定PI技術的系統結構框圖,圖中采樣差值為ei。

圖6 模糊控制系統框圖

模糊PI控制器[10]以輸出電壓的誤差ei為輸入變量,PI參數ΔKp和ΔKi為為模糊邏輯控制輸出變量,再通過調整ΔKp和ΔKi的值來調整PI參數Kp和Ki。在實際應用中,ei、ΔKp、ΔKi都為7個模糊子集,分別表示為正大:PB、正中:PM、正小:PS、零:ZO、負小:NS、負中:NM、負大:NB。

模糊規則表如表1:

表1 模糊規則表

3 仿真驗證

為驗證寬輸入飛跨電容型TL Buck-LLC級聯變換器理論分析的正確性,用MATLAB/Simulink軟件搭建變換器的仿真模型,分別模擬輸入直流電壓200～1000 V寬范圍變化和突增負載的穩態和動態情況下控制策略對輸出電壓的調節效果。前端TL Buck變換器開關工作在10 kHz頻率下,后級LLC諧振變換器諧振頻率為100 kHz,仿真電路的詳細系統參數如表2所示。

表2 變換器運行參數

圖7 變換器穩態運行波形

3.1 穩態運行仿真

根據表2的參數,在額定輸出、滿載的條件下進行系統穩態時的仿真驗證。圖7為變換器輸入電壓在Vin=200 V時的主要工作波形,開關管電壓VQ1,輸出電壓VO=35 V,輸出電流Io=1.43 A,額定負載R0=24.5 Ω。從圖7可以看出,TL Buck變換器的開關管壓降VQ1為輸入電壓的一半,起到了降低開關管電壓應力的作用。

圖8為輸入電壓為200 V時LLC諧振變換電路的主要工作波形,此時半橋開關S1,S2互不導通。由圖8(a)可以看出開關管S1的驅動信號Vg1在漏源極兩端電壓VS1下降為0之后才上升為高電平,因此原邊開關管可以實現ZVS;由圖8(b)可以看出,經過變壓器傳遞給副邊二極管的電流自然下降為0,不存在反向恢復損耗,所以整流二極管可實現ZCS。降低了開關管開通和關斷的損耗,提高了變換器的工作效率。

(a) (b)

圖9 寬范圍輸入下輸出波形

3.2 動態運行仿真

為了進一步驗證變換器的可靠性,分別設計了輸入電壓跳變與切換負載的動態試驗。如圖9所示,變換器初始啟動電壓為200 V,滿載時的額定輸出電壓為35 V,在0.25 s時將輸入電壓變換到1000 V,電壓很快恢復穩態。

圖10 負載跳變時輸出波形

圖10為變換電源在0.25 s時將額定負載下降為額定一半R0=12.25 Ω,即電流增加到原來的兩倍,電壓經過0.01 s響應后恢復穩態,表明文中所提控制方法針對負載擾動擁有良好的動態響應特性和穩定性。

4 結 語

研究了一種飛跨電容型TL Buck與LLC級聯的寬輸入DC-DC變換器。分析了變換器的工作原理,提出了前級TL Buck變換器輸入解耦PWM控制和后級LLC諧振變換電路的PFM控制,最后通過仿真結果驗證了:該變換器可以在寬輸入范圍下實現良好的降壓傳輸;所提控制策略的可行性,具有良好的輸入電壓調節能力和適應負載變化能力;后級LLC諧振變換器具有良好的軟開關特性,變換器效率較高。