星地融合網絡相控陣天線應用研究進展

劉 越,黃 印,林玉潔,降佳偉,何江濤,楊 健

(1.北京遙感設備研究所,北京 100854;2.北京理工大學 信息與電子學院,北京 100081;3.北京跟蹤與通信技術研究所,北京 100094)

0 引言

為滿足未來移動通信網絡萬物互聯需求,需將地面基站的覆蓋范圍延伸至海洋、沙漠、野外等區域[1]。衛星通信傳輸容量大、覆蓋范圍廣,通過不同軌道高度的衛星,將地面蜂窩網絡傳輸信號在空中進行透明轉發或再生處理,實現用戶隨時隨地的寬帶無線接入[2]。3顆與地球相對靜止的高軌衛星可覆蓋除南北極以外的區域,但是傳輸距離遠、衰減大,端到端往返傳輸時延約為600ms,難以滿足低時延傳輸要求[3-4]。

隨著衛星制造及發射成本的降低,特別是一箭多星可回收技術、低成本商業級器件的逐漸成熟,以Starlink、OneWeb為代表的大規模低軌星座愈發引人關注。在低軌星座中,成千上萬顆低軌衛星運行在多個軌道,通過近極軌道和傾斜軌道并結合星間鏈路,實現全球區域無縫覆蓋。由于低軌衛星軌道高度在300km至2000km之間[5],端到端時延最低可達3ms[6],作為具有區域覆蓋增強和低傳輸時延特點的接入網,與高軌衛星骨干網和地面網絡一起構成星地融合網絡[7]。

由于星地無線傳輸距離遠、衰減大,一般情況下,用戶終端與星載天線為高增益定向天線,通過波束對準提高傳輸速率。由于低軌衛星高速運動,地面終端也可能非靜止,對終端和星載天線的波束指向捷變能力提出較高要求。相控陣天線可實現波束快速掃描,與機械伺服結構控制波束指向的反射面天線相比,極大降低波束掃描時延[8-9],同時具有剖面低,重量輕,易維護,便于共形安裝等特點,廣泛應用于星地融合網絡中[10-12]。

但是,相控陣天線也面臨諸多挑戰。首先,衛星平臺和終端載體有限的供電能力對相控陣天線的低功耗和低成本提出嚴格要求。特別是星載相控陣受到特殊工作環境影響,要求更為嚴苛。然而,相控陣天線采用有源器件控制波束指向,不可避免地造成功耗和成本的增加[13]。因此,應考慮相控陣天線設計性能與成本的平衡。其次,當相控陣天線波束掃描時,會出現增益跌落、軸比惡化、波束指向偏差等現象,造成衛星波束覆蓋范圍變化、終端干擾臨星等問題,嚴重影響星地融合網絡傳輸信噪比[14-15]。因此,如何克服相控陣天線電掃存在的固有缺陷,實現與地面蜂窩網絡同等的服務效能,也是需要研究的重要內容。此外,隨著星地融合網絡向智能化軟件可定義[11]、通信感知一體化[16]、超高頻傳輸等領域發展,后續研究方向也有待深入探討。

現有相關綜述中[8]討論了不同類型終端天線的實現方法,并從功耗成本和傳輸帶寬能力等方面進行比較,文獻[9]對相控陣天線柵瓣和互耦的解決方法進行綜述,文獻[17]總結了相控陣天線各部分在不同頻段的實現方法及特點,文獻[18]從預編碼、多址接入等角度分析大規模天線陣列的關鍵技術。與以上綜述論文不同,本文從相控陣天線在星地融合網絡中實際應用的角度出發,同時考慮星載和終端相控陣相關研究。首先,在第1節介紹幾種相控陣天線的典型架構及特點,在第2節總結相控陣天線實現星地無線傳輸時的關鍵技術,在第3節展望相控陣天線在未來星地融合網絡應用時的發展趨勢。

1 相控陣天線架構

形成相控陣天線波束指向的關鍵是陣列中不同天線單元之間的波程差,可在模擬域中通過移相器或延時器實現[19-20],也可在數字域中通過時延濾波等數字信號處理方法實現。對應地,相控陣天線分為模擬波束成形、數字波束成形或模數混合波束成形架構[17,21-22]。

1.1 模擬波束成形

模擬波束成形通過收發芯片控制陣列中每個天線單元的相位實現。為滿足星地融合網絡高容量低時延傳輸需求,提高陣列收發增益,收發芯片向多通道高集成的趨勢發展。傳統的收發芯片基于砷化鎵工藝實現,成本高集成度低。下面闡述低成本硅基工藝設計的Ku、Ka頻段接收陣列[23-26]和發射陣列[27-30],相關研究的性能比較如表1和表2所列。

表1 不同接收陣列性能比較Tab.1 Performance comparison of different phased array receivers

表2 不同發射陣列性能比較Tab.2 Performance comparison of different phased array transmitters

1.1.1 接收陣列

接收陣列的設計目標是在滿足尺寸和功耗條件下提高G/T值,增加接收信號的信噪比。影響G/T值的兩個主要因素是天線陣列增益和接收等效噪聲溫度,可通過增加天線單元數量和降低噪聲系數實現[23-24]。

與圖1(a)所示單波束接收陣列[23]不同,設計Ku頻段雙波束接收陣列[24],以滿足低軌衛星波束切換需求。如圖1(b)所示,該接收陣列由256個天線單元組成,每個天線單元由水平/垂直極化雙饋點貼片疊層微帶天線實現,并通過寄生貼片增加帶寬。4個天線單元構成的子陣列采用旋轉對稱布陣方式增加極化隔離,每個子陣列中天線單元的幅相控制由16通道接收芯片完成?？紤]到硅基芯片噪聲系數較高,為提高G/T值,天線單元和接收芯片間增加一級砷化鎵低噪放。低噪放后級低通濾波器的作用是防止收發陣列同時工作大功率發射信號泄漏導致接收通道飽和。

圖1 Ku頻段雙極化接收陣列Fig.1 Ku-band dual-polarized phased array receiver

如圖2所示,文獻[24]采用多層混壓PCB制造技術,通過金屬化過孔代替傳統連接器實現圖1中接收陣列各部分的垂直互聯,極大提高相控陣天線的集成度,降低剖面高度。在PCB設計時,將接收芯片控制接口、雙波束接收射頻接口以及供電接口放置于L1層一側,可實現接收陣列拼接,拼接后的陣列方向圖無柵瓣?？紤]到L1層空間有限,低通濾波器在L5層通過共平面波導實現。

圖2 高密度集成的多層混壓PCB設計Fig.2 High-integrated multi-layer PCB stackup design

從圖1可見,實現多波束的一種方法是在每個天線單元對應的通道中集成多組獨立的幅相配置。為實現波束數量可變,文獻[31]設計了2～16GHz頻段寬帶接收芯片,通過片內集成多級輸入開關和輸出合成網絡,實現單通道移相器數量的變化。但考慮到芯片內移相器總數量固定,當波束數量增加時,天線單元數量減小。由于多級開關損耗存在,該芯片噪聲系數較大。此外,由電橋和耦合器等組成的Bulter矩陣也可實現多波束,具有N個輸入端口和N個輸出端口的Bulter矩陣可在N個單元構成的陣列中形成N個獨立指向波束。但考慮到輸出端口的相位差與輸入端口存在固定的映射關系,波束指向存在局限性[32]。

1.1.2 發射陣列

發射陣列的架構與圖1所示接收陣列相似,其設計目標是提高等效全向輻射功率(effective isotropic radiated power,EIRP),可通過增加陣列增益和發射功率實現。此外,發射陣列還關注臨道功率比(adjacent channel power ratio,ACPR)和誤差矢量幅度(error vector magnitude,EVM)等指標。提高發射放大器輸出線性度、增加放大器輸出回退可優化ACPR和EVM性能,尤其在傳輸高帶寬高階調制信號時更為明顯[27-28]。

考慮多波束發射需求,多個波束經過獨立的幅相配置后合路,在相同放大器輸出。當多波束工作在放大器非線性區時,會產生指向落在陣列掃描范圍內的發射交調信號,惡化接收信噪比[19]。為提高發射陣列放大器的輸出線性度,可在末級增加大功率輸出的砷化鎵功放。在功放布局位置選擇上,應減小與天線單元之間饋線損耗,這對功放封裝尺寸和發射陣列散熱提出較高要求。

以上討論的所有接收和發射陣列,可由水平和垂直極化合成得到圓極化,收發芯片所有通道均處于工作狀態,相鄰通道隔離度對軸比造成較大影響。僅考慮圓極化時,可采用左/右旋圓極化通道切換實現饋電[29],使間隔通道處于工作狀態,優化軸比性能。

總結而言,模擬波束成形通過配置每個天線單元的相位形成波程差來控制波束指向,可實現波束指向捷變。但是,移相方法會產生波束指向隨頻率改變的波束斜視現象,在大規模陣列寬帶信號傳輸及寬角掃描時尤為明顯[33]。此外,由圖1可見,當接收多個波束時,移相器和功分/合成網絡的數量隨波束數量線性增長[34],對接收芯片的高集成度和不同網絡的一致性提出較高要求。在多波束寬帶傳輸的需求驅動下,研究者們已經關注基于數字波束成形的相控陣天線設計[8,18,35]。

1.2 數字波束成形

與模擬波束成形不同,數字波束成形通過與頻率無關的延時形成不同天線單元之間的波程差,從而消除波束斜視現象[33],波束數量與多個波束的傳輸總帶寬有關。以接收為例,數字波束成形架構如圖3所示[8,34,36],多個天線單元接收的模擬信號經過下變頻、濾波、同步模數轉換后進入可編程邏輯陣列(field programmable gate array,FPGA)中進行數字下變頻、多速率抽取、延時濾波。利用FPGA的低延遲、零抖動處理能力,通過復用和解復用,可實現多個波束的同時接收,降低多個波束接收通道之間的不一致性。此外,在數字域實現自適應波束成形,可實現低副瓣和指定方向零陷,提升陣列抗干擾能力[34]。

圖3 數字波束成形的接收架構Fig.3 Architecture of digital beamforming receiver

研究表明,增加數字陣列的規模,提高模數轉換采樣率,能在模數轉換器自身有效位數的基礎上進一步提高量化信噪比和FPGA數字幅相配置精度,從而降低波束指向誤差[34]。設計多波束、低功耗、高指向精度、強副瓣抑制的數字陣列對模數轉換器提出了較高要求。Walden綜合有效位數、采樣率和功耗,提出表征模數轉換器性能的優良指數(figure of merit,FOM)[37],模數轉換器正在以FOM每兩年優化一倍的速度更新迭代。采用時間交織技術的模數轉換器采樣率高達每秒50G次,可實現Ku頻段射頻信號的直接采樣[34],避免下變頻過程中本振相位噪聲對模數轉換量化信噪比的影響[38-39]。

圖3中為提高每個波束的信噪比,確定每個天線單元幅度權重的理想方法是最大比合并,但該方法需明確每個單元的實時噪聲溫度,在大規模陣列中實現難度較大?？紤]到噪聲溫度與噪聲系數相關,受環境溫度影響,可通過熱控技術降低陣面不同區域溫度差異,從而降低不同單元噪聲系數的方差,有利于提高基于等幅權重匹配濾波方法的性能[40]。

數字波束成形的典型應用是Satixfy公司L頻段32通道數字采樣延時芯片Prime,該芯片可實現任意極化的數字控制,多個芯片級聯支持大規模數字陣列形成[36,41]。通過將Prime芯片與前端多通道變頻芯片以及后端基帶信號處理芯片配合,Satixfy公司Ku頻段衛通終端JetTalk上行和下行最高速率可達100Mbps和1Gbps,最多可形成32個55MHz帶寬的收發波束。

1.3 模數混合波束成形

由圖3可見,在數字波束成形架構中,模數轉換通道數量和天線單元數量相同,雖然多功能集成芯片已經研發,但模數轉換的成本和功耗仍是瓶頸[34]。如圖4所示,降低數字陣列成本和功耗的可行方案是將天線陣列劃分為多個子陣,每個子陣的波束指向由移相器控制,子陣后端進行數字化處理,實現模數混合波束成形[42-43]。在該架構中,由于子陣間距離增加,后端陣列方向圖的柵瓣可能落在前端單個子陣方向圖的主瓣區域,增加副瓣能量。一種解決方法是將單個子陣方向圖的零陷位置與陣列方向圖的柵瓣位置對齊。此外,也可通過單個子陣方向圖的副瓣抑制結合子陣間重疊布陣的方法,通過增加每個子陣口徑與不同子陣間重疊口徑的比例,使得陣列方向圖的柵瓣位于子陣方向圖的低副瓣區域[44-45]。

圖4 模數混合波束成形架構Fig.4 Architecture of hybrid beamforming

子陣多波束成形的典型應用是S頻段網格球頂相控陣天線(geodesic dome phased array antenna,GDPAA)[46-47],外形包絡呈半球形,可在空間全域覆蓋范圍內實現同時對4個衛星的跟蹤、遙測和控制。雖然信號帶寬為5MHz,對模數轉換器采樣率要求較低,但由于子陣數量較多,后端處理數據量為TB量級。

如表3所列,相控陣天線架構的選擇應綜合考慮帶寬、成本、波束數量及指向精度要求。當波束數量較多、天線工作相對帶寬較大且波束指向精度要求較高時,應選擇數字波束成形,并進一步根據陣面口徑和設計成本考慮模數混合波束成形。當波束數量較少、相對帶寬較小時可考慮模擬波束成形。為適應商業化發展需求,ALCAN公司已研發液晶相控陣天線,其成本和功耗分別為相同頻段及口徑條件下模擬波束成形架構的1%和20%,但受液晶層厚度及液晶粘度的影響,波束指向改變時間在幾十毫秒至幾秒之間[8,48]。

表3 相控陣天線不同架構特點比較Tab.3 Comparison of different phased-array architectures

2 應用關鍵技術

本節將介紹相控陣天線在星地融合網絡應用的關鍵技術,來應對星地傳輸干擾抑制、提高波束指向精度、增強多波束傳輸能力、降低系統成本、提升寬角掃描性能等多方面的挑戰。

2.1 波束凝視技術

如圖5(a)所示,在低軌星座中,為用戶終端服務的衛星應從終端上空的過頂區域內選擇。過頂區域呈穹頂狀,區域面積與軌道高度、終端可視衛星的最小仰角要求相關[49]。由于低軌衛星相對地面高速運動,終端應實時更新服務衛星,完成星間波束切換?？紤]到通信仰角越大,星地無線傳輸衰減越小,終端接收G/T值也因背景噪聲溫度的降低而增加,可選擇過頂區域內通信仰角最大的衛星為服務衛星[49]。

圖5 衛星波束凝視技術Fig. 5 Illustration of staring beamforming technique

考慮采用多波束覆蓋的低軌星座,假設每個波束的指向固定,當衛星在過頂區域內服務終端時,終端還會進行星內多波束之間的切換[50]。Starlink等低軌星座采用波束凝視技術避免星內波束切換造成的服務中斷。如圖5(b)所示,假設衛星與地心之間的連線為法向,當衛星在過頂區域內由A點運動到B點為終端T服務時,通過不斷調整波束偏離法向的掃描角度(由角OAT先減小到零再增加至角OBT),使終端T始終處于衛星凝視波束的覆蓋范圍內[51-52]。

值得注意的是,在波束凝視過程中,隨著波束掃描角度的增加,一方面,波束在地面覆蓋區域擴大,造成多波束間干擾;另一方面,傳輸損耗隨著終端通信仰角的降低而增加,導致終端接收能量降低。為解決該問題,Starlink星載相控陣在波束凝視過程中,通過增加處于工作狀態天線單元的數量,使波束寬度近似不變,同時調整陣列的發射功率以保持功率通量密度(power flux density,PFD)恒定,減小終端接收電平波動[52]。

針對波束掃描角度增加導致地面覆蓋區域變化的問題,文獻[51]限制了波束掃描角度的上限,在該上限范圍內,為使多個凝視波束服務更多用戶,提出一種波束覆蓋區域的優化方法:為每個用戶分配一個獨立波束,不斷計算不同波束覆蓋用戶之間的距離,若距離小于波束覆蓋半徑且未超過波束服務用戶數量,將不同波束合并為同一波束。文獻[53]考慮在用戶位置姿態信息未知的情況下,通過終端傳輸的導頻信息確定波束指向,但是頻繁的星內波束切換會增加導頻傳輸開銷。因此,采用線性約束最小方差方法實現波束成形,并根據衛星星歷更新對地波束指向實現波束凝視。

2.2 干擾抑制技術

由于軌道和頻率資源有限,不同衛星可能使用相同的工作頻率和極化方式,應降低衛星和終端副瓣收發能量,抑制同頻同極化干擾。例如,Ku頻段同步軌道衛星最小間隔為2°,為避免終端發射波束的副瓣干擾相鄰衛星,國際電訊聯盟(international telecommunication union,ITU)規定終端天線在偏離波束指向角超過2°時的EIRP譜密度最大值[54]。同時,為降低終端接收相鄰衛星的干擾能量,ITU也規定在不同通信仰角情況下的衛星PFD最大值[55]。相比于關口站,終端口徑較小,副瓣增益更高,容易受到臨星干擾。增強終端的副瓣抑制能力,降低干擾信號的收發能量,是提高頻譜效率的關鍵技術之一[55]。

較為常見的副瓣抑制方法是進行幅度加權。例如,文獻[56]設計了由16個單元組成的Ku頻段圓極化縫隙天線陣列,不同輻射單元及其饋電點分布在半徑不同的同心圓上且呈直線排列,通過改變二者之間的角位移形成不同單元波程差。該陣列激勵由多端口耦合網絡提供,通過Blass矩陣設計每個端口的耦合系數,形成幅度服從Taylor分布的激勵。

此外,如圖6(a)所示,當工作在相同頻段的高低軌衛星與終端近似共線時,為避免干擾,終端與高低軌衛星通信仰角的差值應大于保護角度。在小于保護角度的區域AC內,若衛星波束寬度較寬,可考慮動態頻譜劃分方法,使高低軌衛星工作在不同子頻帶。如圖6(b)所示,若衛星波束寬度較窄,可考慮高低軌衛星在全頻段內服務不同子區域AB和BC,實現頻譜共享。文獻[57]考慮高低軌終端共址工作情形,隨著低軌衛星通信仰角逐漸增加,通信距離減小,低軌終端接收信噪比增加,高軌終端信噪比降低。文獻[57]提出一種低軌衛星星載相控陣姿態優化方法,在通信仰角增加過程中,適當使相控陣天線副瓣指向終端,降低發射能量,使高低軌終端均能正常工作。

圖6 終端共線干擾Fig.6 Illustration of inline interference

由于地面終端傾向于選擇仰角較高的低軌衛星通信,低緯度地區終端對高低軌衛星之間的通信仰角差值較小,更容易受高低軌衛星共線干擾影響。應統籌考慮相控陣天線能量、極化、覆蓋區域以及終端地理位置、通信仰角等多方面因素,進行高低軌頻譜兼容干擾抑制設計。

2.3 高精度波束指向技術

影響相控陣天線波束指向精度的因素之一是幅相校準。常見的校準方法是依次開啟每個天線單元獲得初始幅相信息,并選擇某個單元作為參照,通過補償與參照單元的幅相誤差使所有單元的幅相基準保持一致。從理論上分析,由于所有單元的初始幅相是分時獲取的,無法將陣列實際工作時單元之間耦合造成的幅相誤差考慮在內,校準時天線工作狀態與實際工作狀態可能存在差異[58]。為同時獲得所有單元的初始幅相,可采用碼分多址的方法:不同天線單元的發射信號與正交Walsh碼相乘,多個匹配濾波器進行接收信號與本地Walsh碼的相關運算,從而獲得不同天線單元的幅相信息。但是,在該方法中,正交Walsh碼的數量和序列長度均隨天線單元數量而線性增加,在大規模相控陣天線應用較為受限。文獻[59]提出基于非正交多址接入的傳輸方法,采用不同延時的m序列來代替多個正交的Walsh碼,極大地降低了發射端正交序列和接收端匹配濾波器的數量,但是多個m序列的正交性是實現難點[58]。

除幅相校準之外,移相器也是影響指向精度的因素。模擬移相器位數一般在6～8位,移相精度受溫度影響,且不同移相狀態的衰減存在差異。針對該問題,文獻[60]提出通過變頻本振在中頻實現移相的方法,本振源由高精度的直接數字頻率合成(direct digital synthesis,DDS)實現,通過改變不同本振源的相位形成波束指向,等效移相位數可達14位。由于DDS需進行數模轉換,多個DDS在單片集成較為困難,也帶來多通道同步問題,無法適用于大規模陣列,且本振頻率鎖定需要一定時延[61-62]。因此,文獻[62]提出一種基于相位調制的方法控制鎖相環參考時鐘的相位。由于相位受基帶數字信號控制,移相精度與數字信號生成中的乘法累加等運算能力相關,等效移相位數可達20位以上。

寬帶掃描引起的波束斜視也會增加指向誤差,該誤差隨掃描角度和相對帶寬增加。采用延時器能避免波束斜視,在波束指向誤差允許范圍內,文獻[63]考慮在射頻部分采用延時器結合移相器的方法,討論波束不發生指向躍變條件下對延時器位數的要求?？紤]到射頻部分直接采用延時器存在體積大、功耗高的缺點,文獻[64]提出在基帶數字信號處理中采用多階濾波器延時與復數權重相乘移相結合的方法,形成與射頻延時器等效的高精度波束指向。此外,文獻[65]將波束斜視建模為寬帶信號傳輸時帶內頻譜分量增益的不一致性,通過副瓣加權與信道均衡相結合的方式進行補償,有效降低寬口徑陣列傳輸高階調制信號時的誤碼率。

2.4 多波束技術

多波束技術的優勢體現在多個方面:對于衛星,可通過點波束的頻率復用和極化復用,結合跳波束技術,提高吞吐量和波束覆蓋靈活性[66-67]。對于終端,可通過接收分集降低信道衰落對信噪比造成的惡化[18]。同時,在終端無法獲取自身位置和姿態的條件下,也可通過同時比較多波束接收信號的能量確定衛星位置,提高復雜電磁環境下衛星跟蹤能力。

為達到多波束指向捷變,可在模擬域中通過多通道幅相配置或在數字域中通過多波束數字成形實現,但波束數量分別受幅相芯片集成度和模數轉換采樣率影響[67]。雖然光學相控陣在寬帶和多波束特性方面具有較大優勢,但仍存在體積較大、對溫度變化敏感等問題[68]。對于星載多波束相控陣,需特別考慮功放交調分量波束以及同頻同極化波束對地面終端接收的干擾[69],可采用Shimbo模型進行交調分量的方向圖仿真和功放線性化設計,避免功放輸出過度回退降低效率,同時優化跳波束頻率復用場景中的終端信干噪比[70]。

2.5 低成本技術

降低相控陣天線成本的主要思路是通過降低天線掃描維度或掃描角度要求,減小有源通道數量。例如,當終端跟蹤高軌衛星時,可通過調整終端的姿態使其僅在單一平面進行掃描,在另一垂直平面利用延遲線進一步降低不同緯度時的指向誤差[71]。同時,考慮到星載相控陣波束掃描范圍隨軌道高度的增加而降低,可適當增加單元間距來降低通道數量。

稀疏布陣是減小有源通道數量的直接方法,但需要在保證主瓣增益的同時降低副瓣電平,避免柵瓣出現[72-73]。文獻[74]設計了Ku頻段48陣元花瓣形稀疏陣列,采用單比特移相雙通道饋電實現低成本雙線極化接收,并通過幅度加權解決因移相器位數減少造成的副瓣抬升問題。文獻[75]設計了Ka頻段8波束稀疏陣列,通過擴大陣元間距,增加多波束幅相芯片布局空間,并進一步采用遺傳算法優化陣列增益及副瓣電平,通過多個子陣的不規則分布降低柵瓣形成概率。對于星載相控陣而言,稀疏布陣更具有低成本、低功耗方面優勢,但在優化過程中面臨全局最優解與運算復雜度之間平衡的問題[76]。常見優化方法有確定性稀疏、隨機性稀疏和混合稀疏,可考慮先采用復雜度低的確定性稀疏方法進行快速優化,再采用混合稀疏方法進行局部尋優[72,76]。文獻[77]提出一種高軌衛星環形陣列的混合稀疏方法,通過改變不同環內單元的激勵相位,可同時形成兩種不同寬度波束,提高不同區域差異化覆蓋能力。

此外,低成本設計也應用在星載相控陣供電散熱及安裝空間受限的工作環境中。文獻[78]固定不同輻射單元間的輸出功率差,僅通過控制相位,形成波束對不同地面覆蓋區域的功率差異化特性,避免頻繁改變功放輸出功率降低轉換效率。文獻[79]進行Ka頻段反射面陣列和X頻段相控陣天線的共口徑設計,實現大相對帶寬及寬角掃描的星地和星間同時高速數傳。

2.6 球面掃描技術

由于等效投影孔徑與掃描角度呈余弦關系,相控陣天線增益隨波束掃描角度的增加而降低,通常情況下波束掃描角度限制在60°～70°[80]。為解決大角度掃描情況下的增益跌落問題,研究者們關注于球面掃描相控陣天線[81],在波束掃描過程中,動態開啟波束指向附近占整陣面數量25%的天線單元,保持波束指向始終為垂直于陣面的法向[34,80,82],EIRP值在波束掃描過程中的波動可小于1dB。文獻[80]采用單個有源幅相通道分時切換驅動多個天線單元的設計思路,通過天線單元的合理布局,使波束掃描過程中有源通道始終對應單個天線單元,從而降低有源通道數量。文獻[82]進一步討論文獻[80]所設計相控陣的可能故障,包括有源幅相通道切換錯誤、幅相數據配置錯誤、供電失效、多輸出端口隔離度降低等,并分析不同故障對EIRP值惡化的影響程度。

3 未來研究展望

星地融合網絡正朝著分布式星群組網、通信感知一體化、網絡功能可定義等多方面發展,相控陣天線也需突破關鍵應用技術來滿足需求。

3.1 分布式星群組網

為實現手機直連衛星,應提高星載天線口徑,但會增加衛星制造和發射成本。在分布式微小衛星形成星群的天基區域組網方法中,大量小衛星協同形成定向波束為終端服務[83-84]。由于衛星之間距離較大,將會形成柵瓣。文獻[83]基于稀疏布陣的思想提出了增強對數螺旋陣列的布陣方法,在滿足陣列增益和波束寬度的同時避免柵瓣形成。

實現分布式星群組網也面臨諸多難題。分布式小衛星應滿足嚴格的時頻同步要求,形成星群與終端間閉環或開環的反饋鏈路。在閉環反饋中,每顆小衛星需通過終端反饋,依次獲取星地傳輸鏈路的全相位信息,更新星載天線傳輸相移,但星地無線傳輸較大延時可能導致反饋信息遲滯。在開環反饋中,由于缺少同步測量信息,可能造成星群節點在距離、姿態等多方面的誤差,需額外考慮星間激光或微波鏈路保持相對位置。

3.2 高頻段演進

隨著Ku/Ka等常見衛星通信頻段趨于飽和,以Starlink為代表的低軌星座已開始實現Q/V頻段的相控陣應用。高頻段演進對多通道多波束相控陣的高密度集成和散熱提出較高要求。文獻[85]研究了Q/V頻段8波束瓦式相控陣實現方法,通過稀疏布陣提高陣元間距,增加芯片布局空間,避免柵瓣出現的同時降低有源通道散熱需求。高頻傳輸在提高功放效率[86]、極窄波束的對準與跟蹤[87]、與地面通信網絡間的干擾協調[88]等多方面還有待深入研究。

3.3 通信感知融合

隨著感知與衛星通信網絡的深度融合,研究者們也開始討論相控陣終端在其中的賦能作用。例如,文獻[89]分析了終端通信仰角、接收信噪比等因素對頻譜感知成功率的影響。當頻譜感知成功時,空閑頻譜可在多個終端間實現共享,提高頻率利用效率。此外,許多研究也在關注低軌衛星用戶鏈路下行信號作為輻射源,應用于無源雷達探測場景中的可能性。經過理論計算,雖然Starlink等低軌星座衛星載荷輻射能量低,但由于對地傳輸距離短、帶寬高,目標反射回波的信噪比、探測距離等性能均優于中高軌衛星[90]。由于地面終端同時接收衛星的業務信號及目標的反射回波信號,需要考慮與多通道相適應的天線設計,也需在探測距離和視場范圍之間作出性能平衡。

4 結論

高低軌衛星與地面蜂窩網絡的深度融合,形成全天候、全區域的泛在寬帶無線接入能力,是未來移動通信網絡發展的必然趨勢。相控陣天線以其在波束指向捷變、體積小重量輕等多方面優勢,在衛星和地面終端中均得到廣泛應用,但也面臨成本功耗較高、寬帶傳輸和寬角掃描性能惡化等多方面挑戰。本文從功能架構、關鍵技術等角度總結了相控陣天線在星地融合網絡中應用的研究進展,并展望了在分布式星群組網、高頻段傳輸和通信感知融合等方面的未來發展趨勢。