一種不對稱級聯H橋多電平逆變器通用的線性功率均衡方案

葉滿園, 陳子豪, 彭瑞凡, 劉文芳

(華東交通大學 電氣與自動化工程學院,江西 南昌 330013)

0 引 言

多電平逆變器(multilevel inverters,MLIs)具有低電壓應力、低的總諧波失真(total harmonic distortion,THD)以及低電磁干擾等優點,因此在中壓大功率系統中是應用最多的類型之一,例如多電平逆變電機驅動器、電動汽車充電站、光伏并網逆變器、不間斷電源等[1-3]。

電容懸浮式、二極管箝位式以及級聯H橋(cascaded H-bridge, CHB)逆變器是MLIs中最為經典的3種拓撲結構[4-6],其中電容懸浮式和二極管箝位式逆變器無需器件串聯就可以應用在具有一定電壓等級的傳動系統中,但這些拓撲在使用時電容電壓的控制存在著一定的難度,CHB逆變器不像前兩者存在電容電壓控制問題,而且具有易于模塊化的優點,但CHB逆變器需要多個隔離的直流電源[7]。因此不對稱級聯H橋(asymmetric cascaded H-bridge,ACHB)多電平逆變器被提出用于改善這個缺點[8-9],ACHB多電平逆變器的功率單元由不同電壓的直流電源供電,能夠在逆變器輸出電壓電平數目一定時,使用更少的H橋單元,從而達到減少直流側隔離電源的目的[10-12]。文獻[10]采用直流側電源電壓比為1∶4∶16的三相不對稱多電平逆變器拓撲結構,逆變器的線電壓最高能輸出85個電平,并且能夠在輸出電壓波形保持較低的諧波含量的情況下,以較低的頻率下運行來減少損耗。文獻[11]提出一種新的E型模塊結構的不對稱型多電平逆變器。每個模塊產生13個電平,與同類拓撲相比,該結構的設計具有開關器件和直流電源的數量較少,開關頻率較低等特點,并且能夠降低開關上的電壓應力。文獻[12]介紹了一種適用于微電網系統的單相ACHB多電平逆變器,采用了直流側電源電壓不對稱比為1∶2的兩單元結構,能夠適用于非線性負載,有比較廣的適用范圍。

ACHB多電平逆變器能夠在輸出電平數目一定時使用更少的級聯單元,但由于冗余開關狀態數目的減少,也對ACHB逆變器的調制策略提出了新的挑戰。如果逆變器的調制策略選擇不合適,ACHB逆變器的級聯單元之間可能會出現電流倒灌問題,這將帶來直流側的電容電壓波動,從而影響逆變器輸出電壓質量,同時級聯單元之間也可能會出現功率分配不均衡的問題,影響逆變器效率及直流側電源的壽命。

針對ACHB多電平逆變器出現的電流倒灌問題,文獻[13-15]采用混合頻率調制的方案來解決這個問題。在文獻[13]中提出一種不對稱比為2∶1的ACHB逆變器混合調制策略,能夠保持級聯單元的輸出電壓極性不變,然而改進的調制策略實現困難,調制信號需要在5個區間進行復雜的修改,而且開關信號需要邏輯器件進行分配。文獻[14]的調制策略為全調制度下連續的脈沖寬度調制(pulse width modulation,PWM),避免了級聯單元之間的電流倒灌問題,但是低壓單元的開關損耗不均勻,各級聯單元輸出功率也無法均衡。文獻[15]提出一種適用于2個單元的混合頻率調制策略,能夠避免級聯單元間的電流倒灌問題,同時低壓單元采用倍頻調制提高了電壓波形質量,但高壓單元有部分高頻開關區間,一定程度上增加了開關損耗,同時各單元輸出功率沒有實現均衡分配。

上述采用混合頻率調制的方案能解決ACHB多電平逆變器中存在的電流倒灌問題,但都無法解決級聯單元的輸出功率均衡分配的問題。針對這個同樣重要的問題,文獻[16]中對載波進行了修改,實現了單元之間的功率均衡分配,然而該方法會產生更大的共模電壓和更高的輸出電壓THD。文獻[17]中實現了級聯單元之間的均勻功率分布,然而該方案增加了器件的開關損耗,降低了逆變器的效率。文獻[18]中提出一種基于單載波的PWM方案,該方案減少了載波信號的數量,并在級聯單元之間保持了幾乎相等的功率分布。文獻[16-18]的方案解決了級聯單元之間功率分配不均衡的問題,不過這些方案僅適用于直流側電壓一致的拓撲結構,進行級聯單元之間的功率均衡。此外文獻[19]提出一種改進的混合頻率調制策略,適用于直流側電源電壓比為2∶1的ACHB逆變器,解決了單元間電流倒灌的問題,并且級聯單元間保持輸出功率均衡。文獻[20]針對不對稱比為6∶7∶8∶9的拓撲結構提出一種功率均衡方案,通過選擇合適的開關模式實現級聯單元之間的功率均衡分配,但是開關信號需要離線計算。文獻[19-20]提出的方案僅能適用于相對應的特定拓撲,不能很好的擴展應用于其他ACHB逆變器拓撲結構,因此都具有一定的局限性。

本文首先介紹一類由單個高壓單元和多個低壓單元級聯構成的ACHB逆變器拓撲,該拓撲具有不對稱級聯拓撲減少隔離電源的優勢,同時還能很好的對級聯單元進行擴展,其次通過對采用傳統混合頻率策略時逆變器級聯單元的輸出功率進行分析,以該類拓撲為基礎提出一種通用的線性功率均衡方案,該方案的一個優點在于實現了全調制度下各級聯單元輸出功率按照直流側電壓比均衡分配,并且能夠適用于任意級聯單元數的拓撲結構,具有很好的普適性,另一個優點在于能夠使低壓單元的損耗保持一致,有利于解決低壓單元溫升不一致的問題,方便為逆變器選擇合適的散熱器。最后通過仿真和實驗驗證方案的可行性。

1 ACHB逆變器拓撲構成方案

ACHB多電平逆變器的特點在于級聯單元直流側電壓有所不同,常見的一些拓撲構成方案有直流側電源電壓呈2n變化的Ⅱ型拓撲以及呈3n變化的Ⅲ型拓撲等[21-22]。Ⅱ拓撲可以通過合理的安排開關模式來達到避免電流倒灌的效果,但高壓單元存在高頻開關區間會提高逆變器開關損耗,同時由于各級聯單元直流側電壓均不相同,難以實現各單元的輸出功率均衡分配;Ⅲ型拓撲可以在保證輸出電壓保持連續電平階梯時使用最少的級聯單元數,但級聯單元之間無法避免電流倒灌問題。

下面介紹一類新型的ACHB多電平逆變器構成方案,拓撲結構如圖1所示,新型拓撲由n個單元級聯而成,包含了一個高壓單元和n-1個低壓單元。高壓單元直流側的電源電壓為mE,低壓單元直流側電源電壓為E,其中需要保證m≤n-1,當配置為m=n-1時,能在相同單元數下輸出最多的連續電平,因此是最推薦的級聯單元電壓搭配方式。

圖1 逆變器拓撲結構圖Fig.1 Inverter topology

在圖1中H1為高壓單元,H2至Hn為低壓單元,逆變器輸出電流為io,各單元的輸出電壓依次為uH1、uH2、…、uHn,逆變器的總輸出電壓為uAN,設i為H橋單元序號,則總輸出電壓為各級聯單元輸出電壓之和為

(1)

由于每個單元均是H橋的結構,因此各單元的輸出包含3種狀態:正極性輸出、負極性輸出以及不參與輸出。定義第i個單元的開關函數為Si,則Si包含3種情況,并可表示為:

(2)

結合式(1)可將逆變器輸出電壓表示為

(3)

Δmax=m+n-1。

(4)

逆變器的輸出電平合成方式如表1所示,由于逆變器輸出負電平的方式與正電平相似,因此僅在表1中列舉了輸出正電平和零電平的合成方式,高壓單元在電平達到m時開始工作,在m電平上下均是由低壓單元之間相互配合達到輸出階梯PWM的效果,高壓單元起到提供電壓平臺的作用。

表1 逆變器輸出電平合成方式Table 1 Inverter output level synthesis mode

2 不對稱混合頻率調制方案

2.1 傳統混合頻率調制策略

針對ACHB逆變器最為常見的調制方式是混合頻率調制策略,其中高壓單元工作在基波頻率輸出方波以降低開關損耗,低壓單元輸出高頻PWM波形來保證輸出電壓質量。

傳統混合頻率調制策略原理如圖2所示,其中vm是高壓單元的調制波,vm與比較電平±vc1相比可以得到高壓單元的開關信號,當vm>+vc1時開關函數S1=+1,高壓單元輸出正電平,當vm<-vc1時S1=-1,高壓單元輸出負電平,其他狀態S1=0時高壓單元輸出零電平,設調制波vm的幅值為1,高壓單元波形在圖中可用vs表示,比較電平±vc1應按照直流側電壓比例表示為

(5)

圖2 傳統混合頻率調制Fig.2 Traditional mixed frequency modulation

高壓單元的輸出波形vs經過標幺化后的幅值VS也可表示為

(6)

如圖2所示,vr為低壓單元的調制波,vr由vm-vs得到,第i單元(i≥2)的開關信號由調制波vr與三角載波±vci比較得到,三角載波±vci的幅值VC可表示為

(7)

當vr>+vci時低壓單元Hi的開關函數Si=+1,當vr<-vci時低壓單元的開關函數Si=-1,其他狀態保持開關函數Si=0。

2.2 單元輸出功率分析

假設正弦調制波vm的角頻率為ω,則vm為

vm=ΔmaxEmasin(ωt)。

(8)

式中ma(0≤ma≤1)為調制度,由圖2可見,高壓單元輸出的波形為方波,設α為高壓單元正半周期開始輸出的角度,結合式(5)和式(8)可以得到α與調制度ma的關系為

(9)

高壓單元輸出方波的傅里葉級數展開式為

(10)

高壓單元輸出電壓的基波電壓幅值可表示為

(11)

結合式(9)和式(11)可以得到全調制度下高壓單元輸出電壓基波幅值與調制度ma的關系為:

(12)

設第i單元的輸出功率為PHi,因為各單元之間采用串聯的方式,因此各單元電流的電流均為逆變器輸出電流io,則各單元在周期T內輸出的平均功率可表示為

(13)

式中:Io為逆變器輸出電流io的幅值;φ為功率因數角。忽略逆變器輸出電流波形中含有的諧波成分,io可視為基波頻率的正弦波,因此各單元的輸出功率可表示為基波電壓電流所產生的功率。因此高壓單元的輸出功率可表示為:

PH1=

(14)

由式(14)可以看出,在采用傳統混合頻率調制略下,高壓單元在調制度ma較低時輸出功率為0,并且高壓單元輸出功率PH1與調制度ma之間是非線性關系,顯然高壓單元輸出功率沒有按照電壓比均衡分配。

在采用傳統混合頻率調制策略時,不僅高壓單元無法按照電壓比分配,低壓單元輸出功率之間的均衡也同樣存在問題。在當調制波頻率遠小于載波頻率時,基于狀態空間平均法[23]分析可知,在傳統方案下低壓單元的輸出平均功率PHi之間非常不均衡[21]。

綜上所述,在采用傳統混合頻率調制策略時,各單元輸出功率均未按照直流側電壓比均衡分配,不利于平衡逆變器對各個級聯單元的利用。

3 通用線性功率均衡方案

3.1 各單元功率均衡方法

要實現各級聯單元輸出功率均衡,級聯單元輸出功率應按照直流側電壓比例進行分配,即PH1∶PH2∶…∶PHn=m∶1∶…∶1,通過上文的分析可知,功率均衡不僅需要固定高壓單元輸出功率在總輸出功率中的占比,而且還需要實現各低壓單元之間的輸出功率平均分配。

針對級聯單元之間的輸出功率均衡分配問題,本文在傳統混合頻率調制策略的基礎上提出一種通用的線性功率均衡調制(linear power equalization PWM,LPE-PWM)策略,LPE-PWM策略的高壓單元仍采用方波調制,不過需要對高壓單元的導通角進行控制,由式(13)可知,高壓單元的輸出功率與高壓單元輸出基波電壓幅值有關,輸出功率占比可等效為輸出電壓基波幅值比,因此在功率均衡條件下高壓單元輸出電壓基波幅值應滿足:

(15)

代入式(11)可知高壓單元的導通角α為

(16)

由式(16)可以看出,功率均衡時高壓單元的導通角α與高壓單元直流側電壓水平m以及級聯單元數目n均不相關,因此本文提出的一類直流側電壓比為m∶1∶…∶1型的ACHB逆變器均可由式(16)來約束高壓單元的導通角,來達到高壓單元輸出功率均衡的條件。

其次低壓單元之間采用重構載波的思想來實現功率均衡,同時還具有相對最優的諧波特性[24]。文獻[24]所介紹的半周期載波循環的方案在級聯單元增多時,功率均衡所需要的時間會呈半工頻周期的倍數增長,因此并不適用于級聯單元較多的情況,可擴展性不夠好,本文所提的LPE-PWM策略的低壓單元之間采用基于載波周期的載波循環重構方法,圖3為低壓單元載波循環重構的方式。

圖3 載波循環重構方式Fig.3 Carrier cycle reconstruction mode

如圖3所示,TC為三角載波的周期,TL為三角載波循環一個周期的時間,對于零參考線以上的載波+vci每經過一個載波周期TC便向正方向循環平移一層,因此在循環周期TL內載波+vci滿足:

+vci(t+TC)=+vci(t)+E。

(17)

并且在循環周期之間滿足:

+vci(t+TL)=+vci(t)。

(18)

對于零參考線以下的三角載波-vci每經過一個載波周期TC便向負方向循環平移一層,因此在循環周期TL內載波+vci滿足:

-vci(t+TC)=-vci(t)-E。

(19)

同理可得三角載波-vci也滿足:

-vci(t+TL)=-vci(t)。

(20)

通常載波的頻率比較高,會遠遠大于調制波的頻率,因此在載波的一個重構循環周期TL里,調制波的值可以近似等于恒值。例如,當載波頻率為10 kHz,有3個低壓單元級聯時,選取正弦調制波斜率較大的零點到TL時刻進行計算,此時第一個和最后一個三角載波對應的正弦調制波采樣值之間僅相差0.06左右。在實際應用中,三角載波頻率往往還會在10 kHz以上,因此在分析時調制波的值在重構循環周期內可以近似等于恒值。

圖4為在一個循環周期內各低壓單元的正半周期輸出電壓方式,以電壓區間[0,E]為例對輸出電壓進行分析,由于載波周期TC內調制波vr近似為恒值,則各單元占空比均相等,并定義為d,則可以得到位于第一層載波內各個低壓單元在循環周期里的輸出平均電壓為

(21)

圖4 循環周期內各低壓單元輸出方式Fig.4 Output mode of each low voltage unit in the cycle

由圖3的載波循環規律可知,1個循環周期內各載波±vci在每一層均只占有一個三角載波,則只有1個相交的載波會輸出占空比d的波形,上方載波輸出占空比為0,下方載波輸出占空比為1,則當調制波vr位于第j層時,則可以等效得到各單元輸出平均電壓為

(22)

由式(22)可知,無論調制波vr在任何一層,即任何一個電壓區間,各低壓單元的輸出平均電壓均相等[20],因此各低壓單元輸出電壓的基波可表示為

(23)

結合式(13)、式(15)和式(23)可知,各級聯單元的輸出功率可表示為:

(24)

因此本文所提的LPE-PWM策略能夠使得輸出功率在各級聯單元之間均衡分配,達到功率均衡的目的,各單元輸出功率之間關系為

PH1∶PH2∶… ∶PHn=m∶1∶… ∶1。

(25)

3.2 低壓單元開關損耗分析

低壓單元開關管的損耗可以分為導通損耗和開關損耗,由圖4的分析可知,在LPE-PWM策略下每個低壓單元開關管的開關次數以及占空比均保持一致,假設開關管的等效開關頻率為fSW,每個單元均含有4個開關管,因此每個低壓單元的開關損耗均可表示為

(26)

其中ESW(on)、ESW(off)分別是開關管開通和關斷時的能量損失。

根據文獻[25]中損耗計算方式,由于每個開關管在一個周期內只有一半時間有電流流過,一個低壓單元含有4個開關管,因此低壓單元的通態損耗可以表示為

(27)

結合文獻[25]中的等效模型,由圖4分析可知,在LPE-PWM策略下低壓單元的占空比可表示為

τHi(t)=Δmaxmasin(ωt+φ)。

(28)

流過開關管的電流iC等于逆變器輸出電流io,結合式(27)與式(28)可得低壓單元的通態損耗為

(29)

式中:VCE0為開關管門檻電壓;rCE為開關管通態電阻,均可從開關管的使用手冊中獲得。

各低壓單元的通態損耗PSS(Hi)可由式(29)計算,由于流過各低壓單元的電流均為逆變器輸出電流io,在低壓單元選擇相同IGBT的情況下,各低壓單元的通態損耗保持一致,又因為通過上節的分析可知每個低壓單元的開關頻率fSW基本保持一致,因此各低壓單元的損耗PLS(Hi)均相等,并可表示為

PLS(H2)=PLS(H3)=…=PLS(Hi)=PSW(Hi)+PSS(Hi)。

(30)

3.3 應用案例

為了更為清晰的表示LPE-PWM策略應用時的工作原理,下面針對m

圖5為2∶1∶1∶1型結構的調制原理圖,調制波vm的峰值為直流側電壓之和5E,比較電平±vc1的絕對值由開關角α決定,結合式(8)和式(16)可知

(31)

圖5 逆變器調制原理(2∶1∶1∶1)Fig.5 Modulation principle of inverter(2∶1∶1∶1)

高壓單元輸出電壓幅值為2E,低壓單元的調制波信號vr為vm減去高壓單元輸出信號,調制波正半周期由+vc2、+vc3和+vc4進行調制,負半周期由-vc2、-vc3和-vc4進行調制。由圖5中可以看出,正半周期的載波均為從原點向縱軸正方向依次上升循環的三角載波構成,以載波+vc2為例,沒過一個周期載波便向上平移一個電壓區間,在達到最高層電壓區間后再循環回第一層,這種循環方式使得每個載波占據3個正電平區間的次數是基本相同的,負半周期的載波循環方式與正半周期類似,不過載波是向縱軸負方向依次循環。

以低壓單元H2為例來說,當vm>+vc2時,開關S21的信號為高電平,處于導通狀態,開關S22與之互補為關斷狀態,此時低壓單元H2輸出正向+E電壓,當vm<-vc2時,開關S23的信號為高電平,處于導通狀態,開關S24與之互補為關斷狀態,此時單元H2輸出反向-E電壓。由單元H2的輸出電壓波形可以看出,H2單元在整個周期內均斷斷續續有電壓輸出,體現了載波循環重構的效果。單元H3和單元H4的調制原理與H2類似,分別由載波±vc3和±vc4分別進行調制?？傮w來看3個低壓單元的輸出波形保持比較均勻的分布,各個低壓單元工作的時間基本平均,大致可以看出各個低壓單元的輸出相對均衡。

此外如圖5所示,級聯的高壓單元輸出開關角度可控的基頻方波,各低壓單元輸出分布均衡的PWM波形,以此來達到各單元輸出功率均衡的目的,同時所有級聯單元的輸出極性保持一致,逆變器最高輸出電平為5E,由高壓單元和3個低壓單元疊加得到,輸出電壓最高可達十一電平。

圖6為3∶1∶1∶1型拓撲結構的調制原理圖,調制波vm的峰值為直流側電壓之和6E,與2∶1∶1∶1型類似導通角α由式(16)約束,可知

(32)

圖6 逆變器調制原理(3∶1∶1∶1)Fig.6 Modulation principle of inverter(3∶1∶1∶1)

3∶1∶1∶1型拓撲的低壓單元調制與2∶1∶1∶1型類似,不同之處在于高壓單元輸出電壓幅值為3E,因此低壓單元的調制波vr需要減去幅值為3E的方波,即減去高壓單元的輸出波形。低壓單元的載波同樣是采用縱向循環的方式,保持各單元的載波在每個電壓區間均衡分配,達到均衡低壓單元輸出的目的。由于高壓單元輸出電壓幅值為3E,逆變器輸出總電壓的最高電平數可達十三電平。

4 仿真分析

為驗證所提LPE-PWM策略的正確性,使用Simulink搭建仿真模型,仿真模型參數設置如下,級聯單元直流側的單位電壓E=50 V,負載電阻值為20 Ω,濾波電感為4 mH,調制波頻率為50 Hz,三角載波頻率設置為8 kHz。通過分析LPE-PWM策略的工作原理可知,LPE-PWM策略應用在結構Ⅰ型和結構Ⅱ型上具有相同的功率均衡效果,因此在理論驗證上區別并不大,并且Ⅱ型拓撲相對可以輸出更多的電平數目,因此仿真僅以3∶1∶1∶1型拓撲結構作為對象進行驗證。

圖7為逆變器的輸出電壓波形,3∶1∶1∶1型逆變器的高壓單元直流側電壓為150 V,高壓單元輸出方波,在調制度ma從0.65變為0.95時,高壓單元的導通角隨之變化,符合式(16)的規律,低壓單元輸出PWM波,從圖中可以看出,各低壓單元的輸出電壓波形基本保持一致,有著相同的開關頻率,在高調制度ma=0.95時,逆變器能夠輸出十三電平,達到最大輸出電平數。

圖7 逆變器輸出電壓波形Fig.7 Output voltage waveform of inverter

圖8為逆變器的輸出功率波形圖,由圖中可以看出,在不同的調制度下各單元的輸出功率均能保持均衡,在調制度ma=0.65時,高壓單元H1輸出功率為465.6 W,低壓單元H2、H3和H4的輸出功率分別為153.9、154.7和153.7 W,在調制度ma=0.95時,高壓單元H1輸出功率為982.5 W,低壓單元H2、H3和H4的輸出功率分別為327.7、326.5和326.8 W,可見在不同調制度下,各單元輸出功率基本保持均衡,按照3∶1∶1∶1進行分配。

圖8 逆變器輸出功率波形Fig.8 Output power waveform of inverter

圖9為逆變器輸出功率與調制度的關系圖,如圖所示,各單元的輸出功率在全調制度下均與調制度之間保持線性關系,并且各單元輸出功率之間按照3∶1∶1∶1均衡分配,達到了LPE-PWM策略線性功率均衡的效果。

圖9 逆變器輸出功率與調制度的關系Fig.9 Relationship between output power and modulation of inverter

圖10為逆變器的輸出電壓頻譜圖,從圖中可以看出,逆變器輸出電壓的諧波主要分布在載波比160次的整數倍及附近,在ma=0.65時,輸出電壓波形的THD為17.22%,基波分量的幅值為193.5 V,在ma=0.95時,輸出電壓波形的THD為12.49%,基波分量的幅值為283.1 V。

圖10 逆變器輸出電壓頻譜Fig.10 Output voltage spectrum of inverter

5 實驗驗證

為進一步的驗證LPE-PWM策略的可行性,搭建一臺試驗樣機進行實驗驗證,樣機是直流側電壓比為3∶1∶1∶1的Ⅱ型拓撲結構,高壓單元直流側電源電壓為72 V,低壓單元均為24 V,負載電阻為50 Ω,濾波電感為4 mH,調制波頻率為50 Hz,三角載波頻率設置為8 kHz,試驗樣機采用FPGA作為控制器。

圖11為采用LPE-PWM策略下各單元輸出電壓波形,其中調制度為ma=0.65。從圖中可以看出高壓單元輸出電壓波形為方波,低壓單元的輸出電壓波形均為PWM波,波形比較相似,并且在一個周期內的開關次數也基本一致。

圖11 各單元輸出波形(ma=0.65)Fig.11 Output waveform of each unit (ma=0.65)

圖12為調制度ma=0.65時逆變器的輸出電壓波形及頻譜,從圖中可見,逆變器總輸出為九電平階梯PWM波形,輸出電壓中的諧波主要集中在載波比160次的整數倍及附近,輸出電壓THD=14.07%。

圖12 逆變器輸出波形(ma=0.65)Fig.12 Inverter output waveform(ma=0.65)

圖13為在調制度ma=0.95下逆變器各單元輸出電壓波形?？梢钥闯龈邏簡卧敵鲭妷翰ㄐ稳詾榉讲?由于高壓單元輸出功率與導通角有關系,所以高調制度的方波更寬,低壓單元輸出為PWM波。

圖13 各單元輸出波形(ma=0.95)Fig.13 Output waveform of each unit(ma=0.95)

圖14為調制度ma=0.95時逆變器的輸出電壓波形及頻譜,由圖可見,逆變器總輸出為十三電平階梯PWM波形,輸出電壓THD=14.07%。

圖14 逆變器輸出波形(ma=0.95)Fig.14 Inverter output waveform (ma=0.95)

圖15和圖16分別為調制度ma=0.65和調制度ma=0.95下各單元的輸出功率波形,經測量在圖15中各單元的輸出功率分別為107.2、35.65、35.42和35.46 W。同樣經測量在圖16中各單元輸出功率分別為227.6、75.23、75.29和75.51 W,可見在不同調制度下,LPE-PWM策略均能使各單元輸出功率保持均衡分配。

圖15 輸出功率波形(ma=0.65)Fig.15 Output power waveform (ma=0.65)

圖16 輸出功率波形(ma=0.95)Fig.16 Output power waveform (ma=0.95)

圖17為不同調制度下低壓單元開關管的溫度圖,從左至右分別為低壓單元H2、H3和H4的開關管溫度。實驗條件為在室溫10 ℃穩定工作10 min,在調制度ma=0.65下,低壓單元H2、H3和H4開關管溫度分別為26.3、26.7和26.4 ℃。在調制度ma=0.95下,低壓單元H2、H3和H4開關管溫度分別為30.8、31.2和31.0 ℃?？梢娫诓煌{制度下,各單元開關管的溫升基本一致,說明各低壓單元的開關管損耗也基本保持一致。

圖17 開關管溫度圖Fig.17 Switch temperature diagram

6 結 論

本文分析了傳統混合頻率調制策略直接應用在ACHB多電平逆變器上的局限性,以級聯各單元之間的輸出功率均衡分配為目標,提出一種通用的線性功率均衡調制策略,能夠有效平衡各級聯單元的輸出功率。通過理論分析以及仿真實驗表明:

1)本文所提出的LPE-PWM策略應用在一類m∶1∶…∶1型的不對稱拓撲上時,能夠保持各級聯單元輸出功率按照直流側電壓比均衡分配,并且在擴展低壓單元時仍能保持功率均衡的效果。

2)LPE-PWM策略能夠在全調制度下保持各級聯單元輸出功率均衡,高壓單元從0線性增加到0.5mamEIocosφ,低壓單元從0線性增加到0.5maEIocosφ。

4)在采用LPE-PWM策略后,各低壓單元開關管的損耗能夠基本保持一致,保證開關管具有相同的溫升,有利于逆變器散熱器的設計。