醫用泄漏電流分析儀校準裝置研究

【摘要】為了解決醫用漏電分析儀電流示值誤差參數的溯源問題，研制一種醫用漏電分析儀校準裝置。本文介紹了該校準裝置的研究方案和硬件實現，接著通過一系列實驗驗證了該校準裝置的性能，最終確定醫用漏電分析儀電流示值誤差參數溯源方法。

【關鍵詞】醫用漏電分析儀；渥爾曼電路；Howland電流泵

【DOI編碼】10.3969/j.issn.1674-4977.2024.01.070

Research on Calibration Methods for Medical Leakage Current Tester

SHANG Shuangshuang

（Liaoning Institute of Measurement， Shenyang 110004， China）

Abstract： To solve the traceability issue of the current indication error parameters of the medical leakage current tester， a calibration device for the medical leakage current tester has been developed. This article introduces the research plan and hardware implementation of the calibration device. Then， the performance of the calibration device is verified through a series of experiments， and finally， the traceability method for the current indication error parameters of the medical leakage current tester is determined.

Keywords： medical leakage current tester； Wollmann circuit； Howland current pump

我國早在2007年就已出臺泄漏電流分析儀或類似設備的檢定規程JJG 843—2007《泄漏電流測試儀》，但專用的檢定裝置鮮有報道。雖然JJG 843—2007中闡述了相關的檢定方法，但滿足要求的標準器不多。通過研究，我們認為使用一個寬帶且具備一定的帶載能力的交流電流源就可以滿足泄漏電流測試儀的檢定要求。為了研制一個滿足要求的交流電流源，我們先研究了最基本的恒流源電路，如圖1a、圖1b所示。根據三極管的工作原理，晶體管發射極電流IE、基極的輸入電壓以及Vz之間的關系式為：IE=（Vz-VBE）/R1。由于VBE的溫度系數約為-2.5 mV/℃，對恒流源的輸出有較大影響。為了減小恒流源對溫度變化的依賴性，應該使Vz和VBE具有相同的溫度系數，因此應該使用具備溫度補償功能的二極管或者如圖1c那樣使用鏡像電流源結構。為了獲得較高準確度的電流源，圖1c使用了一個具有共基極特點的PNP對管，使得兩個三極管具有幾乎相同的特性（如VBE和hEF），則會獲得Is×R2=Iout×R1，最終使Iout有規律地變化。

如果要獲得性能更加優良的電流源，就需要使用運算放大器。圖1d是通過R1控制的確保恒定電流I流入負載RL的基于運算放大器的電流源電路。圖1a～圖1d都是基于單極性電流源設計的，而要滿足醫用泄漏電流測試儀的檢定要求，需要研發雙極性電流源。圖1e是雙極性電流源的一個典型電路，即將Vs接在反向器的一側，代替反向輸入與輸出間的電阻所產生的電壓，這時流過RL的電流IL=Vs/R1。圖1f依賴Rs、RL、R1和R2的電阻平衡以及運算放大器的CMR特性，因此在長期使用后，性能會出現下降。為了克服圖1e電路中遇到的應用問題，圖2a電路中增加了運算放大器對圖1f電路進行改進。為了進一步克服Vs內阻對設計性能的影響，又在Vs的輸出端加入兩個運算放大器作為電壓跟隨器，具體如圖2b所示。

盡管圖2b中的電路有良好的頻率特性和輸出準確性，但存在以下缺點：1）受限于大量使用運算放大器，其輸出電壓不會超過運算放大器的供電電壓范圍（一般為-15 V～+15 V）；2）運算放大器輸出的帶載能力有限，難以滿足10 mA輸出電流的要求；3）Vs是浮空注入兩個電壓跟隨器的，不符合常用的信號源使用方法。因此，該電路不能滿足全部醫用泄漏電流測試儀的檢定要求。

按照JJG 843—2007中的闡述，測試儀泄漏電流示值誤差的檢定主要有標準電流源法、標準數字表法和試驗電壓法3種溯源方法。如圖3a所示，標準電流源法直接將標準電流源與被檢測儀器連接，調節標準電流源輸出各個檢定點電流，并將標準電流源的設定輸出值作為實際值。這種方法操作簡便，是3種方法中最容易掌握的，但受限于標準電流源的帶載能力，滿足檢定需求的商用標準電流源幾乎沒有。標準數字表法又分為標準數字電流表和可調穩流電源法（見圖3b）、標準數字電流表和可調穩壓電源法（見圖3c），以及標準數字電壓表和可調穩壓電源法（見圖3d）3種方法。由于標準電流源法要求電流源具備足夠高的輸出電壓，造成電流源的選擇較為困難，因此采用標準數字表法對其進行“修正”。標準數字表法的接線相對復雜，并且需要串聯可調無感電阻。出于同樣的原因，規程中也提出了試驗電壓法（見圖3e、圖3f）。

經分析，在進行測試儀泄漏電流示值誤差的檢定時需要使用標準電流源，而在進行輸入電路時間常數測量時需要使用標準電壓源。無論是標準電流源還是標準電壓源，都需要其具備10 Hz～100 kHz的頻帶要求。對于標準電流源、電壓源，除了對其輸出準確性、穩定性要求外，還有帶載能力這個關鍵指標。按照JJG 843—2007中的要求（在兼具普通泄漏電流分析儀校準能力時），標準電流源需要具備20 mA的輸出能力，最大負載為1 kΩ，因此該電流源至少應具備輸出20 Vrms電壓的能力（相當于峰值為28.3 V的正弦波）。目前，市場上很少有輸出電壓峰峰值達到57 V且具備高帶寬輸出能力的交流電流源/電壓源，因此設計一臺滿足上述帶寬和輸出能力的電流源/電壓源是本文的主要任務之一。

從圖4中可以發現輸入阻抗會隨著頻率的升高快速降低，經計算得出：在1 kHz時，輸入阻抗為707.1Ω；在10 kHz時，輸入阻抗為99.5Ω；在100 kHz時，輸入阻抗為9.995Ω；在1 MHz時，輸入阻抗約為1Ω?？梢酝扑惚驹O計中的交流可調穩壓源的輸出電壓峰值應滿足表1中的要求。

本文采用圖3e的方法實現測試儀泄漏電流示值誤差的檢定。根據JJG 843—2007中的要求，確定要設計的交流可調穩壓源基本參數如下：1）輸出電壓最大峰峰高于114 V；2）輸出正弦波信號的頻帶范圍為10 Hz～100 kHz；3）失真率（THD）優于1%；4）能夠為1 kΩ負載提供10 mA的電流輸出能力（10 kHz頻率下）；5）輸出信號頻率在20 kHz以內時，輸出采用功率放大方式；6）輸出信號頻率在20 kHz～1 MHz時，輸出采用運放擴流方式。

由于輸出信號頻率在20 kHz～1 MHz時，輸出信號的幅值在運放的工作電壓范圍內，使用運放與推挽電路很容易達到設計要求，因此本設計的難點集中在輸出頻率在20 kHz以內時的功率放大模塊設計上。下文如無特殊說明，在介紹醫用泄漏電流測量儀校準裝置的實現技術時，所使用的頻帶范圍都默認在20 kHz以內。根據設計指標要求，本課題研制醫用泄漏電流分析儀校準裝置的基本結構如圖5所示。其主要由基帶信號發生模塊、功率放大模塊、數據采集模塊、控制模塊、顯示模塊、鍵盤模塊、通信模塊和電源模塊組成。為了便于調試和安裝，本裝置將基帶信號發生模塊、數據采集模塊、控制模塊、顯示模塊、鍵盤模塊、通信模塊集成在基帶信號電路板上，主要完成基帶信號的輸出（50 Hz～1 MHz，0～4 V）、人機交互（顯示、鍵盤控制）、儀器與電腦/標準表通信以及反饋電壓采集工作。功率放大模塊用于對基帶信號發生模塊輸出的小信號進行21倍放大（約26 dB）。電源模塊用于為功率放大模塊提供±60 V直流電壓，為基帶信號電路板提供±15 V和+5 V直流電壓。工作時，控制模塊根據用戶的設定值控制基帶信號發生模塊輸出一定頻率和幅值的電壓，并經過功率放大模塊放大后輸出到待校準的醫用漏電分析儀（DUT）上。同時，控制模塊通過數據采集模塊采集功率放大模塊中使用電阻網絡反饋的電壓信號，并根據該電壓信號計算出通過DUT的電流，然后根據該計算值對輸出電壓進行調整，直到電流值接近用戶設定值后，顯示當前實際的電流測量值。用戶可以將本裝置的顯示值與DUT的示值進行比較，進而判斷DUT是否滿足指標要求。

如圖5所示，醫用漏電分析儀校準裝置中的基帶信號電路板部分為常規技術，技術人員通過MCU配合成品芯片的方式可以實現類似功能。本文僅對功率放大模塊中的推挽放大電路的進行介紹。

裝置設計要求輸出信號峰峰值達到114 V，考慮裕量，將裝置功放部分的供電電壓定為±60 V，則根據此電壓確定功放中所用的三極管的VCEO和VCBO達120 V。由于基帶信號發生器模塊的輸出電壓為±3 V，設定功放的放大倍數為20倍，即高于26 dB。根據功放的帶寬設計要求，需要使用的三極管的特征頻率優于500 kHz×20=10 MHz。根據功放的輸出能力要求，考慮到裕量，得到功放至少需要輸出8 W的信號。據此，選擇東芝公司的TTC004B和TTA004B作為功放推挽輸出部分的三極管，這兩種管具備：160 V的耐壓能力、100 MHz的特征頻率、集電極功率為10 W、集電極電流最大為1.5 A（在單向60 V供電時，集電極電流可以達到30 mA以上），滿足推挽輸出部分的要求；選擇東芝公司的共發射極單片雙三極管HN4C06J和共基極單片雙三極管HN4C51J作為差動放大電路關鍵部分和渥爾曼電路變換關鍵部分，這兩種管具備：120 V的耐壓能力、100 MHz的特征頻率、集電極功率為150 MW、集電極電流最大為0.1A，滿足輸入部分的要求。

為使T2、T3和T8工作正常，這里暫定它們的靜態電流為10 mA，為使T2正常工作，設定T2的發射極電阻靜態電壓達到2 V，那么可以確定T2的發射極電阻為R3=2 V/10 mA=200Ω，A點的靜態電壓為VA=2 V+VBE2=2.7 V，從而確定使用2.6～2.7 V穩壓管，由此可以計算流過T6發射極電阻R1的電流為（2.7-VBE6）/1 kΩ= 2 mA。由于T6的增益范圍為200～700，這里取中間值作為其增益，即hFE6=（200×700）0.5=374，又由于T2的增益hFE2=80，由此設定流經R8的電流為（10 mA/hFE2×10+2 mA/hFE6×10）≈0.4 mA，這里設定為0.5 mA，由此確定R8=（120 V-2.7 V）/0.5 mA=234 kΩ，為了方便使用，這里將R8定為100 kΩ以內。由于HN4C06J的飽和壓降VCE（SAT）=0.3 V，所以設定自舉穩壓管SD2為2.6～2.7 V穩壓管，由于HN4C06J的基極電位在0 V左右，所以確定B點電位VB為-0.7 V，得到C點電位為VC=VB+VSD2=2 V，那么R10兩端的靜態電壓為（60 V-2 V）=58 V。HN4C51J的增益范圍為200～700，這里取中間值作為其增益，則其增益值為374，由此設定流經R10的電流為（1 mA/374×10×2）≈50μA，則R10的阻值應小于（58 V/50μA）≈1 MΩ，這里設定為500 kΩ。為使T8能夠正常工作，則設定T8的發射極電阻R2兩端的電壓為2 V，由于流經R2的電流為10 mA，則確定R2的阻值為200Ω，并由此確定D點的電位VD= 2 V+VBE2=2.7 V。由于流經R12的靜態電流為1 mA，則確定R12的阻值為（2.7 V/1 mA）=2.7 kΩ，為了方便使用，這里設定其為2.5kΩ，根據經驗，這里假定流經T3集電極電流與流經R4、R5的電流為9∶1的關系，那么可以計算流經R4的電流為1 mA，則確定R4的阻值最大為（VBE3/1 mA）=700Ω，這里設定R4的電阻為600Ω。由于T3的集電極和發射極兩端電壓為推挽部分的T1、T7提供偏置電壓，并且使推挽電路有足夠的靜態工作電流（此處設定該靜態工作電流為0.02A，保護電阻R6和R7的阻值都為5Ω），所以計算得到R5的阻值為1 kΩ，實際應用時采用變阻器進行微調?？紤]到功放電路的放大倍數為26倍，所以此處設定負反饋電阻R9和R11的阻值分別為39 kΩ和3 kΩ。

裝置在應用時所帶的負載為2 kΩ，類型為甲乙類功放，所以預估其最大集電極損耗PC，其中Vcc為供電電壓值（這里是120 V），RL為2 kΩ，經計算，PC為0.72 W。由于這個功耗十分小，所以采用普通的小型散熱器即可，但T3、T1和T7仍然要進行熱耦合。

功率放大模塊中的電阻網絡電路用于與負載RL構成分壓器，對功放的輸出信號進行分壓，然后將分壓后的小信號輸入到數據采集模塊中，以構成反饋回路，實現功放輸出信號的自動調節。本裝置的數據采集模塊使用AD637作為交直流信號轉換芯片，其準確度的最高工作范圍在0～2 Vrms，因此要對功放的輸出信號進行分壓，并將分壓后的信號控制在2 Vrms以內。由于在200μArms～20 mArms的范圍內使用1組電阻網絡進行分壓和反饋難以獲得有效的設計準確度，因此本裝置設計了3組電阻分壓網絡，進而實現3個量程的測量能力（20μArms～200μArms、200μArms～2 mArms和2 mArms～20 mArms），以保障裝置的測量準確度。

本文采用圖6所示的連接方式對本裝置輸出標準泄漏電流的能力進行測試。為了滿足醫用泄漏電流分析儀的校準需求，測試的頻率范圍為50 Hz～150 kHz，測試的電流有效值范圍為0.1～10 mA。圖6中電腦通過GPIB控制數字多用表FLUKE8846進入交流電流觸發測量模式，通過USB控制本裝置輸出指定頻率下的交流電流，在裝置輸出穩定后，控制FLUKE8846讀取當前電流。校準連接中的1 kΩ標準電阻代表被校準儀器的內阻，用于模仿待校準的泄漏電流分析儀。

在校準時控制本裝置輸出的頻點有50 Hz、100 Hz、200 Hz、500 Hz、1000 Hz、2000 Hz、5000 Hz、10 kHz、20 kHz、50 kHz、100 kHz和150 kHz共計12個；輸出的電流有效值點為0.1 mA、0.2 mA、0.5 mA、0.7 mA、1 mA、2 mA、5 mA、7 mA、10 mA共計9個。按照圖3e的方法，使用3458A數字萬用表作為標準器，本裝置主要用于輸出相對穩定的高頻電流，按照3458A的性能，其指標能達到0.1%。醫用泄漏電路分析儀校準裝置對1.0173 kΩ負載輸出10 mA/100 Hz電流時的現場照片及示波器的截圖如圖7所示。

經過上面的研究發現，使用文中描述的裝置可以實現醫用漏電分析儀校準裝置關鍵參數的溯源。本文所述方法成本低、性能穩定，完全適合資金不足的部門快速建立校準能力，開展相關服務。

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【作者簡介】

尚霜霜，男，1971年出生，高級工程師，學士，研究方向為壓力、流量計量。

（編輯：李加鵬）