一種單相高電壓增益差分Y源逆變器研究

沈陽理工大學機械工程學院 吳佳遠

在過去十年中由于成本降低和技術創新，全范圍光伏（PV）分布式發電迅速增長[1]。逆變器的相關研究也成了電氣領域的重點研究方向。但正常情況下，由于直流電路電壓不足，無法滿足輸出要求，所以需要在電路中添加一個升壓電路來滿足要求[2]。所發明的逆變器所需要的一個通常的特點是電壓升壓。

簡單提高電壓的解決辦法是將一個前直流-直流升壓轉換器連接到一個后直流-交流逆變器上。然而，在某些情況下，由于其利用了更多的有源開關和柵極驅動電路，所以可能會導致增加開關損耗，從而降低效率。在適當地修改整體拓撲結構和調制方案后，可以通過后置逆變器的開關和驅動電路來實現其功能。由此產生的拓撲結構和許多通過同一過程發展起來的其他拓撲結構被稱為單級升壓逆變器，因為其可以在單功率級內實現電壓的升壓和反轉。

1 對差分Y 源逆變器（DYSI）的介紹

單級升壓逆變器還可以分為圖1中郭方正教授2003年提出的Z 源逆變器[3]和圖2中Yam P.Siwakoti 等人2014年提出Y 源變換器[4]。

圖2 Y 源逆變器

但由于組件的寄生電阻，在高占空比下產生的有限電壓升壓。而且，使用Z 源逆變器，電壓增壓是來自其阻抗網絡，而只使用一個標準的降壓全橋作為其功率級。因此，如果不能通過更好的繞組技術，或更好的鐵芯材料來完善耦合電感器的耦合，就需要使用緩沖器保護。從上述的逆變器中，耦合電感器增強電壓的一般能力已經得到了很好地證明。這種能力現在已經被用于提高一種新的DBI 的電壓增益，稱為差分Y 源逆變器（DYSI）。每個DYSI 使用兩個廣義Y 源逆變器連通耦合電感，每個都有三個繞組。

差分Y 源逆變器（DYSI）改進之后顯著提高了Y 型連接耦合電感器引入的電壓增益，減少了半正弦調制帶來的開關損耗和通過使用兩個無損二極管，來解決泄漏感應效應及其相關的電壓峰值。

2 對建議的差分Y 源逆變器（DYSI）操作和仿真

2.1 運行狀態

狀態I 顯示了Lm由繞組N2和直流電流串聯產生的電壓充電。大于Vin的感應電壓可以表示為：

其中：r1和r2是繞組N1和N2的寄生電阻，I2電流是流過繞組N2的電流。同時，交流電輸出從直流電鏈路電容器C1中獲取電流。因此，狀態I 期間的交流輸出電壓可以表示為C 和直流輸入之間的電壓差。在狀態I 之后，通常會出現S1和S2都關閉的短停滯狀態，這對于DYSI 來說是狀態II。逆變器最終進入狀態III，S1和S2分別打開和關閉。然而，除了S 的體二極管外，狀態II 和狀態III 都非常相似。

因此，只需要分析較長的狀態III，在此期間，LM 通過繞組N1放電，而繞組N3通過耦合間接放電。兩個繞組串聯，然后在一個感應放電回路中將其能量轉移到C1，其電壓通過Lm 可以導出為：

其中：R3和I3分別表示繞組N3的寄生電阻和電流。通過接下來在整個開關周期內向LM 施加伏秒平衡，可以得到以下公式：

求解式（2）和式（3），直連電容器C1的電壓VC1表示為：

其中：

因此，VA和VB取決于耦合電感器的寄生電阻和開關的開啟狀態電阻。同時，可以在負的半基循環中對DYSI 重復相同的分析過程，得到直流電容器C2的以下電壓：

此外，另一種高電壓增益的Y 源逆變器是由房緒鵬等人在2021年提出的改進型分裂Y 源逆變器（ISYSI），其電路圖如下。

圖3為ISYSI 的拓撲結構，圖4為ISYSI 的狀態分解圖。ISYSI 的狀態有8種，這與傳統的三相電壓源逆變器相同。在狀態（a）至（g）感應充電時，電感Lm由直流電源充電，此時電容C1也處于充電狀態。分析電路由KVL 可得：

圖3 ISYSI 拓撲結構

圖4 ISYSI 的狀態分解

在狀態（h）感應放電時，電容C 由電感通過D1充電，此時經過充電之后的電容C1開始向電容C放電，進一步進行升壓，這對于提高逆變器的電壓增益很有幫助。由KVL 得：

根據伏秒平衡原理，在穩態時電感兩端的平均電壓為0，可得：

式（10）中，D 為升壓占空比，T 為開關周期，則直流鏈電壓與直流輸入電壓之間的增益表達式為：

以式（12）給出的占空比將以SPWM 調制策略對耦合電感進行充電：

將式（12）代入式（10）得：

則逆變器的交流電壓增益可表示為：

2.2 半正弦波調制

傳統DBI 的調制會導致較高的開關損耗，其主要的原因是在高頻下連續切換其4個開關。因此，代替傳統的方法，對DYSI 采用了另一種半正弦調制。然后，DYSI 在每個半基線周期中產生一個半正弦波，其中有一個相腿，同時夾緊另一個相腿的輸出到Vin。因此，其不同于在DBI 的兩個直流鏈路電容器上產生兩個全正弦波。盡管如此，DYSI 在其差分輸出中仍然保持了一個完整的交流正弦電壓，如圖5所示。

數學上，正半周期內的差分輸出可以表示為以下公式，為了簡單起見，忽略了VA和VB，因為其通常很?。?/p>

其中，Vmax和f0表示輸出電壓的振幅和線頻率。s2的時變占空比d2可以從上述公式中得到：

其中，Gac=Vmax/Vin表示交流電壓增益。同樣，S4在負半循環中的占空比d4可以推導出為：

然后，其一起在C1和C2上產生兩個增強的半正弦電壓，如圖5所示這些電壓具有相同的振幅，但相位差為180°。

3 穩態計算

首先計算具有非理想組件的電壓增益。如前所述，在推導DYSI 的式（4）和式（8）時，考慮了圖3中的成分和寄生電阻。同樣的電阻效應可以通過重寫式（16）來解釋其輸出電壓：

其中，額外的最后三項解釋了傳導損失是由非理想分量引入的。然后，交流電壓的增益就變成了：

對于圖9（b）至（c）中流過繞圈N3的平均電流，可以通過對C1施加電荷平衡而得到：

圖5（b）和（c）中Lm的平均電流為：

而繞組n2的平均電流可以確定為：

隨后，通過將式（14）和式（16）分別代入VB和VA，并重新排列式（13），可以得到DYSI 的電壓增益為：

其次計算電壓和電流應力，電源開關上的電壓可以表示為：

從式（4）、式（28）和式（29）開始，如果忽略寄生電阻上的電壓下降，開關上的最大電壓應力可以進一步估計為：

通過上部開關的最大電流可以表示為：

而通過下部開關的最大電流可以表示為：

4 泄漏感應效應和損失估算

泄漏電感的DYSI 為4個工作模式。在模式I 中直流源將其能量放電到電容器C1和負載上。在模式II 中與模式I 相同的組件繼續通過S1的閥體二極管放電。因此，輸入能量繼續流向輸出端，而電容器C1之間的電壓保持不變。在模式III 中，繞組N1和N2與泄漏電感Lk1和Lk2開始充電，電容器C1放電到負載。在模式IV 泄漏Lk1產生的能量通過S1的本體二極管進入負載。同時，通過泄漏的Lk2的電流通過S2的寄生電容。

接下來擬建DYSI 的損失分析。DYSI 的功率損耗主要來自其耦合電感器（L1和L2）和電源開關（S1-S4）。因此，其損失計算如下所示。

4.1 耦合電感的傳導損耗

在正半基循環中，耦合電感L1在其電感充放電狀態之間以高頻切換，而L2保持在放電狀態。L1的充電的輸入電流流過L1的繞組N1和N2，因此產生以下傳導損耗：

同樣，當在L1的電感放電狀態時，耦合電感器的導電損耗可以相加為：

其次，通過假設開關頻率遠高于線頻率，可以將電容器C1之間的電壓視為一個常數。應用于C1的電荷平衡會導致IL3和Io之間的以下關系：

除此之外：

最后，通過相加式（36）和式（37），并使用式（38）和式（39），耦合電感的傳導損耗可以為：

4.2 電源開關的導電損耗

可以確定電源開關的導電損耗為：

4.3 電源開關的開關損耗

5 結論

本文提出了一種帶有雙三繞組耦合電感器的單相差分y 源逆變器。其表達式表明，其可以產生比其他拓撲結構更高的直流-交流電壓增益。通過其半正弦調制，其還通過在每個半基線周期中只在一個高開關頻率下操作一個相位腿來減少開關損耗，提高了電壓的利用率。通過使用兩個無損二極管恢復泄漏能量，提高了其實際性能，證明了所提出的DYSI 可作為一種合適的高增益逆變器，而不影響效率。