AC/DC變換器傳導EMI實驗分析

孫 超，王立欣，張 剛，劉 超

（哈爾濱工業大學電氣工程及其自動化系，黑龍江 哈爾濱，150001）

引言

隨著開關電源的開關頻率與功率密度的不斷上升，開關電源內部的電磁環境越來越惡劣。目前，對于高頻開關電源電磁干擾(EMI-Electromagnetic Interference)問題的研究己成為高頻開關電源電磁兼容設計中的重要課題。電磁干擾可分為傳導干擾與輻射干擾。在開關電源工作時其傳導EMI問題更加突出。因此對開關電源的傳導EMI研究具有重要的意義。目前，國內外關于開關電源傳導EMI的研究主要包括傳導EMI機理分析、傳導EMI建模與仿真、傳導EMI測試、傳導EMI抑制等。對于傳導EMI機理的分析都是較為籠統的定性分析，其結論不夠準確，很少會有定量的研究。傳導EMI的定量研究可以使我們對傳導EMI形成機理的認知更加細致準確，對傳導EMI的建模與仿真、測試、抑制等都有著極其重要的意義[1～4]。

本文以AC/DC變換器為例，使用頻譜分析儀得到了其傳導EMI頻域測試結果，使用示波器測試了MOSFET漏極與源極間時域電壓波形，并提取了變壓器、MOSFET等器件的寄生參數。通過頻域測試結果與MOSFET時域電壓波形的對比分析，找出了頻域測試結果中的峰值與MOSFET波形中振蕩的對應關系。通過建立電路的高頻模型，分析MOSFET兩端振蕩與高頻模型中各參數的關系。最終，得出了高頻電路模型中各參數與頻域測試結果中各峰值的對應關系，并通過定量的計算加以驗證。

1 測試平臺與變換器工作狀態選擇

圖1所示為傳導EMI測試平臺[5]，其中被測設備(EUT)即為AC/DC變換器，LISN選用羅德與施瓦茨公司的兩線V型網絡R&S ENV216，接收機選用安捷倫的Agilent N9320B RF頻譜分析儀。其空間布置、相對距離均有要求。EUT、LISN和接收機需放置到一絕緣桌上，絕緣桌高0.8 m。EUT與LISN相距0.8 m，EUT距離垂直參考接地平板0.4 m。

圖1 傳導EMI測試平臺

AC/DC變換器拓撲結構如圖2所示，其輸入為50 Hz、35 V交流電，輸出為15 V直流。在斷續工作狀態下，MOSFET兩端的電壓波形較為復雜，其傳導EMI問題更加顯著。根據實際情況需要，散熱片常常需要浮地或者接保護地，而兩種工作狀態下其傳導EMI存在明顯的差別。因此，本文分別測試了散熱片浮地與接保護地兩種情況下工作在斷續狀態下的AC/DC變換器的傳導EMI。

2 散熱片浮地時傳導EMI分析

本節對散熱片浮地時，斷續工作狀態下的AC/DC變換器的傳導EMI做了詳細的分析研究，找出了該工作狀態下，AC/DC變換器傳導EMI形成的主要原因。圖3中(a)為散熱片浮地時測試原理圖，(b)為傳導EMI測試結果(測試頻率范圍為150 kHz-30 MHz，圖中Span為掃描的頻率帶寬，Center為中心頻率)。在傳導EMI測試結果中共有兩個較為明顯的尖峰，分別出現在0.67 MHz(-45.3 dBm)、10.14 MHz(-39.0 dBm)。圖4中(a)為MOSFET漏極與源極間電壓波形，波形中含有兩處明顯振蕩Q1、Q2，(b)、(c)分別為Q1與Q2的放大圖。Q1振蕩發生在開關管斷開時，其振蕩周期為103.7 ns，對應頻率為9.64 MHz(在示波器測量開關管兩端波形時，示波器的探頭不可避免的會對振蕩周期產生影響，使得振蕩頻率減小)。Q2振蕩發生在次級二極管關斷時，其振蕩周期為1.44 μs，對應頻率為0.69 MHz。由此可知頻譜圖中的兩處峰值，是由開關管關斷以及次級二極管關斷時所產生的兩處振蕩引起的。

2.1 MOSFET斷開時振蕩原因分析

圖5

如圖5所示，(a)為引入變壓器高頻模型后的等效電路圖[6，7]。 其中Cp、Cs分別為原副邊繞組寄生電容，Lp-leak、Ls-leak分別為原副邊漏感，Cds為 MOSFET 漏極與源極間的寄生電容。圖(b)為開關管斷開時的等效電路圖，此時二極管導通，輸入與輸出端可以認為分別連接在一個恒壓源上，N2Ls-leak為副邊漏感歸算到原邊的漏感。在MOSFET斷開瞬間，變壓器原邊電流不會瞬間減小為零，并對Cds、Cp充放電，進而引起振蕩。由于振蕩為高頻，直流源可以視為短路，所以圖(b)可以進一步化簡為圖(c)，由圖(c)可知振蕩頻率為

由于Lp遠大于Ls-leak，上式可化簡為

在次級二極管導通期間，MOSFET漏極與源極兩端電壓是由整流電壓Vdc與輸出電壓Vo折算到原邊的值即NVo疊加形成的，實測得Vds=74 V。由IRF640N的芯片手冊可以查得在Vds=74 V時，其輸出電容Coss=103 pF，轉移電容Crss=25 pF，進而可知Cds=Coss-Crss=78 pF。

利用LCR測試儀，通過變壓器的短路實驗可以測得變壓器的高頻參數，其測試原理如圖6所示。值得注意的是，短路法測量時無法將Ls-leak與Lp-leak區分開來，所測得的漏感值為Ls-leak與Lp-leak之和。通?？烧J為原副邊漏感與其匝數的平方成正比，即Lp-leak=N2Ls-leak。 由 實 驗 可 得 Lp=293.2 μH，Ls-leak=0.355 μH，Lp-leak=1.421 μH，N=2。原邊繞組寄生電容可通過計算方法得到Cp=3.4 pF，見參考文獻[4]。

圖6 短路法法測量漏感示意圖

將上述數據代入公式(2)可得

與10.13 MHz十分接近。因此，可以認為在10.14 MHz處所測得的-39.0 dBm傳導EMI是由于在開關管關斷時漏感中的剩余能量，通過開關管漏極與源極之間的寄生電容、變壓器原邊繞組電容與變壓器副邊漏感釋放，進而產生的振蕩所造成的。

2.2 次級二極管關斷時振蕩原因分析

次級二極管關斷時，可視為變壓器次級開路。此時開關管兩端電壓發生改變，Cds與Cp通過Lp與Lp-leak釋放能量，引起振蕩。如圖7所示。其振蕩頻率可由公式(3)求得

MOSFET漏極與源極兩端電壓會在整流輸出電壓，即46 V附近振蕩。由于Cds是隨著漏極與源極兩端電壓的波動而不斷變化的，且其變化不是線性的。在漏極與源極兩端電壓變小時，Cds值上升速度較快，漏極與源極兩端電壓變大時，其下降速度較慢。因此實際的平均值應當比46 V小。通過對電壓波形中的數據進行處理，可以求得Vds的平均值約為40 V，由IRF640N芯片手冊查得Vds=40 V，查數據手冊可得，Coss=146 pF，Crss=32 pF，Cds=Coss-Crss=114 pF。

將數據代入公式(3)可得

與0.67 MHZ有較大誤差，此處誤差的原因可能是由于計算時未考慮電路中一些其它寄生參數的影響，如MOSFET、PCB中的寄生電感。

圖8為變壓器副邊繞組中流過的電流，測試可得，在MOSFET斷開瞬間，副邊流過的電流在1.5 A附近振蕩。由此可知原邊電流在MOSFET斷開時，電流值為1.5 A/2即0.75 A。即在MOSFET導通期間，原邊電流由0上升至0.75 A。電流上升的大小可按照式(4)計算。

式中：△I為電流變化量，即0.8A；L為變壓器原邊電感與電路中其它寄生電感之和；U為施加在電感兩端的電壓，在本文中即為整流輸出電壓46 V；Ton為MOSFET導通時間。本文中開關頻率為50 kHz，占空比為 0.28，則 Ton為 5.6 μs。將上述數值代入公式(4)可得L=343.5 μH，將此L代入公式(3)可得

與0.67 MHZ有較為接近，但仍有一定的誤差，這些誤差應是由以下三種原因造成的：(1)仍有一些寄生參數未考慮全面；(2)MOSFET芯片的個體特性與數據手冊上的數據存在差異；(3)測量手段不夠精確。

圖7 次級二極管斷開時振蕩回路示意圖

雖然存在誤差，但是總的仍可以認為引起0.67 MHz處EMI峰值主要因素為變壓器原邊電感、電路中的寄生電感、變壓器原邊繞組電容、開關管漏極與源極之間的寄生電容。

3 散熱片接地時傳導EMI分析

圖9

散熱片接地時，功率MOSFET漏極上不斷變換的電壓通過漏極與散熱片之間的寄生電容耦合到散熱片上，會產生向外的輻射干擾。散熱片接保護地后，功率MOSFET漏極噪聲電流通過寄生電容耦合到散熱片進入保護地網絡，進而消除輻射干擾。圖9(a)為散熱片接地之后的電路原理圖，Cpara為MOSFET漏極與散熱片之間的寄生電容。圖9(b)為散熱片接地之后的傳導EMI測試結果。

散熱片接地后傳導EMI整體變大，約提高了13 dB(約4.47倍)。這是由于散熱片與開關管之間的寄生電容與地接通后形成了一條新的EMI傳輸路徑，且其大小不會被Cin濾波，能直接傳送到LISN中，如圖9(a)中帶箭頭虛線所示。

圖9(b)中有三處較大的峰值0.67 MHz(-31.67 dBm)、9.1 MHz(-27.64 dBm)、18.58 MHz(-31.91 dBm)，開關管關斷時的EMI峰值9.1 MHz(-27.64 dBm)處，頻率相對于10.14 MHz有所降低這是由于Cpara與Cds并聯后使總電容變大，頻率降低。Cpara可通過(4)、(5)式計算得到。

聯立(4)、(5)式可得Cpara=21 pF。由計算可知

19.1 MHz與18.58 MHz相近，因此可以得出18.58 MHz(-31.91 dBm)處的峰值是由于 N2Ls-leak、Lp-leak、Cpara產生的諧振引起的。

4 結論

變壓器原邊與副邊漏感、MOSFET源極與漏極間寄生電容以及MOSFET與散熱片之間的寄生電容，是影響開關電源的傳導EMI的重要因素。在開關器件導通或者關斷時，開關電源的工作狀態發生改變，此時漏感或者器件的寄生電容中的剩余能量會引起高頻振蕩，進而引起了傳導EMI尖峰。

(1)斷續工作狀態下，在MOSFET關斷時，變壓器原邊漏感中剩余的能量，通過MOSFET漏極與源極間寄生電容、變壓器原邊繞組寄生電容以及變壓器副邊漏感釋放，進而形成振蕩，在10.14 MHz處形成了傳導EMI尖峰；

(2)斷續工作狀態下，在次級二極管關斷時，MOSFET漏極與源極間寄生電容與變壓器原邊繞組寄生電容中多余的能量，通過變壓器原邊電感與電路中的寄生電感釋放，進而形成振蕩，在0.67 MHz處形成了傳導EMI尖峰；

(3)斷續工作狀態下，散熱片接地時，形成了一條新的傳導EMI傳輸路徑，使傳導EMI提高了13dB。此外，MOSFET漏極與散熱片之間的寄生電容與變壓器原副邊漏感產生了新的振蕩，在18.58 MHz處引入了新的傳導EMI尖峰。

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