具有自動穩幅功能的軟激勵C類大功率射頻振蕩器

李寧+劉平

摘 要： 介紹了一種具有自動穩幅功能的軟激勵C類大功率射頻振蕩器。大功率射頻振蕩器已經廣泛應用于電力電子、射頻電源、低溫等離子體、高頻感應加熱等領域。該大功率射頻振蕩器能夠輸出較高的輸出電壓和輸出功率，并且通過對輸出電壓采樣控制MOS管的靜態工作點，穩定輸出電壓；另外，該設計電路起振時工作在AB類狀態，穩定工作時在自動穩幅電路的作用下進入C類工作狀態，實現了C類射頻振蕩器的軟激勵。最后通過仿真和實物電路測試了電路性能，并給出了振蕩器輸出電壓、輸出功率與MOS管工作狀態關系的經驗公式。

關鍵字： 軟激勵； C類振蕩器； 大功率振蕩器； 自動穩幅

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）15?0153?04

Class C high?power RF oscillator with soft excitation

and automatic amplitude?stabilized functions

LI Ning， LIU Ping

（School of Information Engineering， Zhengzhou University， Zhengzhou 450001， China）

Abstract： A Class C high?power RF oscillator with soft excitation and automatic amplitude?stabilized functions is introduced in this paper. High?power RF oscillator has been widely used in the fields of power electronics， RF power， low temperature plasma， high?frequency induction heating and so on. By sampling the output voltage， the oscillator introduced in this paper can output higher voltage and power， control the quiescent operating point of MOSFET and stabilize the output voltage. Moreover， the the designed circuit works in Class AB mode when it starts oscillation， after that， the automatic amplitude?stabilized circuit makes the oscillator work in Class C mode when it enters stable woring status. The soft excitation function of Class C high?power RF oscillator was achieved. The performance of the whole circuit was tested in simulation and material object experiments. The empirical formula about output voltage， output power and working model of MOSFET is offered in this paper.

Keywords： soft excitation； Class C oscillator： high?power oscillator； automatic amplitude?stabilization

不需要外加輸入信號，便能自行產生輸出信號的電路稱為振蕩器[1]。作為一種基本的電路結構，振蕩器能夠依靠自激振蕩將直流電源轉換成交流電源。隨著技術的發展，大功率振蕩器作為一種高頻功率源已經廣泛應用于各種領域，如電力電子技術中的大功率射頻電源[2]、低溫等離子體的激發、工業用高頻加熱設備和醫用的電療儀器等。本文介紹一種用MOSFET作為功率放大器件，并且具有自動穩幅功能的軟激勵C類大功率射頻振蕩器；最后分析了振蕩器輸出電壓、輸出功率與MOS管工作狀態的關系，并給出了經驗公式。

1 電路工作原理

本設計的電路原理圖如圖1所示。整體電路結構分為三個部分：偏置電路，諧振功率放大電路，自動穩幅電路。直流電源[VCC，]電阻[R1，][R2]構成偏置電路，為MOS管提供合適的靜態工作點；電感[L2]和[L3]為濾波電感，穩壓二極管[D5，][D6]將柵極電壓限制在-5～+5 V，保護MOS管的安全。MOS管，電感[L1，]電容[C1]和[C2]構成諧振功率放大器，其中電感[L1，]電容[C1]和[C2]構成選頻網絡，為電容式三端振蕩器[3]；正反饋電壓取自電容[C2]的兩端；橋式整流濾波電路，比例運算放大電路和三極管構成自動穩幅電路。

為了方便電路起振，當電路起振時工作在AB類狀態，當電路穩定工作后，振蕩器在自動穩幅電路的控制下，自動從AB類工作狀態進入C類工作狀態。自動穩幅電路一方面通過從輸出電壓采樣，將采樣信號轉變為控制信號，控制MOS管的靜態工作點，達到穩幅的目的；另一方面自動穩幅電路在電路未穩定工作時負責將電路從AB類工作狀態轉變為C類工作狀態，實現C類振蕩器的軟激勵。

本設計輸入直流電壓[UDC=]200 V，輸出功率[Po=]100 W，工作頻率13.56 MHz。本設計中選擇的MOS管型號為ARF461B，其柵源極電壓[UGS]與漏極電流[ID]關系圖如圖2所示。

圖2 柵源極電壓[UGS]與漏極電流[ID]關系

2 電路參數計算

2.1 負載及諧振網絡參數計算

本設計中直流輸入電壓[UDC=200] V，輸出功率[Po=100]W；當振蕩器輸出電壓[Uo]為臨界狀態時，[Uo=200] V；振蕩器的負載阻抗值為：

[RP=12U2oPo=200 Ω] （1）

設計目標中品質因數[Q=5，]且并聯諧振回路品質因數計算公式為[Q=RPωL，]并且當諧振電路工作在臨界狀態時，[ωL=1ωC]所以諧振回路電感和電容的值分別為：

[L1=RPωQ=2002π×5×13.56×106=0.468 μH] （2）

[C=1ω2L=10.468×10-6×（13.56×106×2π）2=287.5 pF] （3）

式中：[C]為諧振回路中電容[C1，][C2]的并聯值，其中反饋電壓取自[C2，]電容[C1]和[C2]的比值就是反饋電路的反饋系數；電容[C1]和[C2]的選取需要滿足一定的條件，即反饋系數[F]的值需要滿足一定的條件，否則振蕩電路將無法起振。本設計中由于MOS管的增益比較大，遠大于1，所以反饋系數[F<1，]因此有：

[F>1gmR′L=1gmRL+1gmRe0] （4）

又考慮到MOS管柵源極電壓限制和輸出電壓幅值，選擇反饋系數[F=0.009。]又由于[F=C1C2，][1C=1C1+1C2，]所以[C1=290]pF；[C2=32.23 ]nF。

2.2 偏置電路參數計算

綜合考慮輸出效率和輸出功率兩個方面，在本設計中，綜合考慮二者的影響，選擇導通角[4][θ=74.5°]。功率管的漏極電流用傅里葉級數分解后為：

[iC=IC0+iC1+iC2+…=IC0+IC1mcosωt+IC2mcosωt+…] （5）

式中：[IC1m]為經過諧振網絡選頻后的正弦波電流的峰值，也是流過負載[RL]中的電流，[IC1m]是經過諧振網絡選頻后的電流最大值，[IC1m=iCmaxα1（θ）]，其值為：

[IC1m=UDCRL=1 A] （6）

當[θ=75o]時， [α1（θ）=0.455]，所以MOS管漏極電流最大值為：

[ICM=IC1mα1（θ）=2.2 A] （7）

由圖2可知當柵源極電壓[UGS>3 V]時，MOS管導通；在實際的電路測量中，當柵源極電壓[UGS=]3.2 V時，MOS管導通；又由圖1可知，當漏極電流[ICm=2.2 V]時，對應的柵源極電壓[UGS=4.5 V。]設振蕩電路的靜態工作點為[Eg，]反饋信號為[Uf=Ufmaxcos θ，]導通角[θ≈75°；]由靜態工作點方程可得：

[Ufmaxcosθ+Eg=UGS（th）=3.2 V] （8）

[Ufmax+Eg=UGSmax=4.5 V] （9）

由式（8），（9）可求出[Eg=2.74] V，[Ufmax=1.76] V。因此振蕩電路的靜態工作點小于開啟電壓，所以正常工作時振蕩器處于C類工作狀態，此時反饋信號為[Uf=1.76cosθ。]

如圖1所示為偏置電路的電路結構。其中[R1]和[R2]為偏置電阻，通過分壓為MOS管提供合適的穩定工作狀態，靜態工作點[R7，][R8]和[C1]構成電流源電路，這部分電路的作用一是在電路起振后將電路的工作狀態從AB類切換到C類，另一方面還能改變MOS管的靜態工作點，以達到穩定輸出電壓幅度的目的。

剛起振時由于振蕩電路工作在AB類狀態，所以柵源極電壓[UGS]應大于3.2 V；在本設計中，在剛起振狀態設計柵源極電壓為4 V。當電路起振后轉入穩定工作狀態時，晶體管[C1]導通，對偏置電阻[R2]分流，降低MOS管的柵源極電壓。計算過程為：

[UGS1=R2R1+R2] （10）

[IR2=UGS2R2=1.34 mA] （11）

式中：[UGS1=4]V，[UGS2=2.74]V，[R1=100]kΩ。

流過晶體管[C1]集電極的電流為：

[IC1=UGS1-UGS2R2=0.62 mA] （12）

晶體管的放大倍數[β=40]，集電極?發射極飽和壓降[VCE（sat）=0.2]V，基極—發射極飽和壓降[VBE（sat）=0.6]V。由此可得晶體管基極電流為：

[UBE=R7Ib1+VBE（sat）+R8IC1=1.24 V] （13）

2.3 自穩幅電路參數計算

采樣電壓為諧振電容[C2]兩端的電壓，所以其值為[Uf=1.76cosθ，]所以整流濾波電路輸出電壓[uo1=1.8]V；設計中運用的比較放大電路為差分比例運算電路，差分放大電路的兩路輸入為[uo1]和[uBEF；]其中[uo1]為整流濾波輸出電壓，[uBEF]為基準電壓，差分比例運算放大電路計算公式為：

[uo2=R4R3（uo1-uBEF）] （14）

[uo2=1.24]V，[uo1=1.8]V，給定的比較基準電壓為[uBEG=1.4]V，所以得出電阻[R4]和[R3]的比值為3；所以選取[R3=2]kΩ，[R4=6]kΩ；又因為比例運算放大電路中必須滿足參數對稱條件[5]，即[R6R5=R4R3，]所以[R6=R4=6]kΩ，[R5=R3=2]kΩ。

3 結果與討論

3.1 實驗結果

本設計對實驗電路進行了仿真測試，并制作了電路板，分析振蕩器輸出電壓、輸出功率與MOS管工作狀態的關系，并給出了經驗公式。

電路的仿真結果如圖3，圖4所示。

圖3 輸出電壓和電流波形圖

圖4 反饋電壓波形圖

由圖3和圖4可以看出，電路的仿真結果很好的滿足了電路設計指標；但是漏極電流的波形諧波較大，出現了明顯的失真；造成這種現象的原因是由于電路的工作頻率較高，仿真過程中MOS管的寄生電容以及濾波電容濾波電感的影響變大造成的。

由于在200 V的輸出條件下MOS管的發熱量非常大，普通的散熱片已經不能滿足散熱要求，需要用水冷裝置，由于實驗條件的限制，本設計只測試了在50 V輸出條件下的波形圖。波形如圖5，圖6所示。

圖5 輸出電壓波形圖

由圖5可以看出，實際的輸出電壓波形有失真，電壓波形凹陷，為典型的過壓狀態；引起輸出電壓波形失真的原因是由于電路寄生參數的影響，導致反饋系數變大，反饋電壓增大，如圖6所示，可以看出，反饋電壓明顯大于設計目標，導致柵源極電壓增大，使放大器處于過壓狀態。另外從圖中還可以看出，由于電路寄生參數的影響，電路的振蕩頻率已經從設計的13.56 MHz下降到7.6 MHz左右，另外在實際測量中發現，電路的工作頻率上下有大約0.1 MHz的波動，即頻率不是非常穩定，造成工作頻率下降和跳變的主要原因是由于電路工作頻率增加，電路的寄生參數開始明顯的影響電路的性能，另外一點由于電路板布局的不合理造成干擾嚴重，這些都影響了電路的正常工作。

圖6 反饋電壓波形圖

3.2 實驗結果分析

由圖2可知，MOS管的柵源極電壓與漏極電流的關系近似為一條折線。當柵源極電壓[UGS>]4 V時，漏極電流[ID]隨著柵源電壓的增長急劇增加。由前文可知，MOS管漏極電流的最大連續工作電流為6.5 A，對應圖2中知，此時柵源極電壓[UGS=5.7]V，所以當MOS管正常工作時必須保證柵源極電壓小于5.7 V；因為漏極電流決定于負載電流的大小，負載電流與漏極電流的關系滿足余弦脈沖分解函數，當導通角固定以后，漏極電流的大小僅決定于負載電流，所以負載電流的大小對功率管的性能和安全非常重要。詳細分析過程如下：

設負載電流為[IL，]漏極電流[ID，]負載電阻[RL，]輸出電壓[UL，]輸出功率[P；]所以漏極電流為：

[ID=IL（α1（θ））] （15）

又因為負載電流為：

[IL=ULRL] （16）

[P=12U2LRL] （17）

所以負載電阻和負載電流的大小決定于輸出電壓和輸出功率的選取，即設計指標；也即漏極電流的大小依賴于設計指標的選取，當設計指標合適時，才能設計出性能可靠的振蕩電路。例如當設計指標為輸出電壓[UL=]100 V，輸出功率[P=100]W時，輸出電阻為[RL=50]Ω，負載電流為[IL=ULRL=2]A，由式（7）知，漏極電流為[ID=4.4]A，此時由圖2知，柵源極電壓[UGS=5.2]V，已經接近了最大柵源極電壓的限制值，所以非常容易造成MOS管的燒毀；反之，當設計指標為輸出電壓[UL=200]V，輸出功率[P=100]W時，輸出電阻為[RL=200]Ω，負載電流為[IL=ULRL=1]A，此時漏極電流為[ID=2.2]A，柵源極電壓為[UGS=4.5]V，遠小于最大柵源極限制電壓。在本設計中由于導通角選取為[θ=75°，]所以[IL=0.455ID，]所以有：

[UL=0.455ID?RL] （18）

[P=12（0.455ID）2?RL] （19）

式（19）除以式（18）得：

[PUL=0.23ID] （20）

所以在設計電路指標時，為了保證MOS管工作在安全區域，要首先確定一個合適的漏極電流值，從理論上講漏極電流值越小越好，但是當選取的漏極電流太小時，柵源極電壓也會很小，導致電路不能正常起振；另外，在選擇漏極電流時，要注意到輸出電壓[UL]也不能太大，如果輸出電壓過大，將導致反饋系數降低，如果反饋系數降低到不能滿足起振條件[6]：[A?F>1，]也會導致振蕩電路的不起振。所以，電路設計指標不能隨便選取，一定要符合上述條件。

4 結 語

本設計利用單管MOSFET制作了一個具有自動穩幅功能的軟激勵C類大功率射頻振蕩器。輸出電壓達到了200 V，輸出功率達到了100 W，工作頻率為13.56 MHz。通過仿真分析與實物電路分析，電路的指標達到了設計目標。另外，本設計中分析了振蕩器輸出電壓、輸出功率與MOS管工作狀態的關系，并給出了經驗公式，對今后的設計工作有很好的指導作用。

參考文獻

[1] 趙建勛.射頻電路基礎[M].西安：西安電子科技大學出版社，2011.

[2] 徐立群，李哲英，鈕文良.射頻與微波晶體管振蕩器設計[M].北京：機械工業出版社，2009.

[3] LUDWIG R， BRETCHKO P. RF circit design： theory and applications [M]. Beijing： Electronic Industry Press， 2011.

[4] 董建杰，陳可中，肖桂平，等.射頻功率放大器最佳導通角的理論定義與控制[J].現代電子技術，2007，30（1）：170?172.

[5] 童詩白，華成英.模擬電子技術基礎[M].北京：高等教育出版社，2009.

[6] 曾興安，劉乃亮，陳建.高頻電路原理與分析[M].西安：西安電子科技大學出版社，2007.

電路的仿真結果如圖3，圖4所示。

圖3 輸出電壓和電流波形圖

圖4 反饋電壓波形圖

由圖3和圖4可以看出，電路的仿真結果很好的滿足了電路設計指標；但是漏極電流的波形諧波較大，出現了明顯的失真；造成這種現象的原因是由于電路的工作頻率較高，仿真過程中MOS管的寄生電容以及濾波電容濾波電感的影響變大造成的。

由于在200 V的輸出條件下MOS管的發熱量非常大，普通的散熱片已經不能滿足散熱要求，需要用水冷裝置，由于實驗條件的限制，本設計只測試了在50 V輸出條件下的波形圖。波形如圖5，圖6所示。

圖5 輸出電壓波形圖

由圖5可以看出，實際的輸出電壓波形有失真，電壓波形凹陷，為典型的過壓狀態；引起輸出電壓波形失真的原因是由于電路寄生參數的影響，導致反饋系數變大，反饋電壓增大，如圖6所示，可以看出，反饋電壓明顯大于設計目標，導致柵源極電壓增大，使放大器處于過壓狀態。另外從圖中還可以看出，由于電路寄生參數的影響，電路的振蕩頻率已經從設計的13.56 MHz下降到7.6 MHz左右，另外在實際測量中發現，電路的工作頻率上下有大約0.1 MHz的波動，即頻率不是非常穩定，造成工作頻率下降和跳變的主要原因是由于電路工作頻率增加，電路的寄生參數開始明顯的影響電路的性能，另外一點由于電路板布局的不合理造成干擾嚴重，這些都影響了電路的正常工作。

圖6 反饋電壓波形圖

3.2 實驗結果分析

由圖2可知，MOS管的柵源極電壓與漏極電流的關系近似為一條折線。當柵源極電壓[UGS>]4 V時，漏極電流[ID]隨著柵源電壓的增長急劇增加。由前文可知，MOS管漏極電流的最大連續工作電流為6.5 A，對應圖2中知，此時柵源極電壓[UGS=5.7]V，所以當MOS管正常工作時必須保證柵源極電壓小于5.7 V；因為漏極電流決定于負載電流的大小，負載電流與漏極電流的關系滿足余弦脈沖分解函數，當導通角固定以后，漏極電流的大小僅決定于負載電流，所以負載電流的大小對功率管的性能和安全非常重要。詳細分析過程如下：

設負載電流為[IL，]漏極電流[ID，]負載電阻[RL，]輸出電壓[UL，]輸出功率[P；]所以漏極電流為：

[ID=IL（α1（θ））] （15）

又因為負載電流為：

[IL=ULRL] （16）

[P=12U2LRL] （17）

所以負載電阻和負載電流的大小決定于輸出電壓和輸出功率的選取，即設計指標；也即漏極電流的大小依賴于設計指標的選取，當設計指標合適時，才能設計出性能可靠的振蕩電路。例如當設計指標為輸出電壓[UL=]100 V，輸出功率[P=100]W時，輸出電阻為[RL=50]Ω，負載電流為[IL=ULRL=2]A，由式（7）知，漏極電流為[ID=4.4]A，此時由圖2知，柵源極電壓[UGS=5.2]V，已經接近了最大柵源極電壓的限制值，所以非常容易造成MOS管的燒毀；反之，當設計指標為輸出電壓[UL=200]V，輸出功率[P=100]W時，輸出電阻為[RL=200]Ω，負載電流為[IL=ULRL=1]A，此時漏極電流為[ID=2.2]A，柵源極電壓為[UGS=4.5]V，遠小于最大柵源極限制電壓。在本設計中由于導通角選取為[θ=75°，]所以[IL=0.455ID，]所以有：

[UL=0.455ID?RL] （18）

[P=12（0.455ID）2?RL] （19）

式（19）除以式（18）得：

[PUL=0.23ID] （20）

所以在設計電路指標時，為了保證MOS管工作在安全區域，要首先確定一個合適的漏極電流值，從理論上講漏極電流值越小越好，但是當選取的漏極電流太小時，柵源極電壓也會很小，導致電路不能正常起振；另外，在選擇漏極電流時，要注意到輸出電壓[UL]也不能太大，如果輸出電壓過大，將導致反饋系數降低，如果反饋系數降低到不能滿足起振條件[6]：[A?F>1，]也會導致振蕩電路的不起振。所以，電路設計指標不能隨便選取，一定要符合上述條件。

4 結 語

本設計利用單管MOSFET制作了一個具有自動穩幅功能的軟激勵C類大功率射頻振蕩器。輸出電壓達到了200 V，輸出功率達到了100 W，工作頻率為13.56 MHz。通過仿真分析與實物電路分析，電路的指標達到了設計目標。另外，本設計中分析了振蕩器輸出電壓、輸出功率與MOS管工作狀態的關系，并給出了經驗公式，對今后的設計工作有很好的指導作用。

參考文獻

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[6] 曾興安，劉乃亮，陳建.高頻電路原理與分析[M].西安：西安電子科技大學出版社，2007.

電路的仿真結果如圖3，圖4所示。

圖3 輸出電壓和電流波形圖

圖4 反饋電壓波形圖

由圖3和圖4可以看出，電路的仿真結果很好的滿足了電路設計指標；但是漏極電流的波形諧波較大，出現了明顯的失真；造成這種現象的原因是由于電路的工作頻率較高，仿真過程中MOS管的寄生電容以及濾波電容濾波電感的影響變大造成的。

由于在200 V的輸出條件下MOS管的發熱量非常大，普通的散熱片已經不能滿足散熱要求，需要用水冷裝置，由于實驗條件的限制，本設計只測試了在50 V輸出條件下的波形圖。波形如圖5，圖6所示。

圖5 輸出電壓波形圖

由圖5可以看出，實際的輸出電壓波形有失真，電壓波形凹陷，為典型的過壓狀態；引起輸出電壓波形失真的原因是由于電路寄生參數的影響，導致反饋系數變大，反饋電壓增大，如圖6所示，可以看出，反饋電壓明顯大于設計目標，導致柵源極電壓增大，使放大器處于過壓狀態。另外從圖中還可以看出，由于電路寄生參數的影響，電路的振蕩頻率已經從設計的13.56 MHz下降到7.6 MHz左右，另外在實際測量中發現，電路的工作頻率上下有大約0.1 MHz的波動，即頻率不是非常穩定，造成工作頻率下降和跳變的主要原因是由于電路工作頻率增加，電路的寄生參數開始明顯的影響電路的性能，另外一點由于電路板布局的不合理造成干擾嚴重，這些都影響了電路的正常工作。

圖6 反饋電壓波形圖

3.2 實驗結果分析

由圖2可知，MOS管的柵源極電壓與漏極電流的關系近似為一條折線。當柵源極電壓[UGS>]4 V時，漏極電流[ID]隨著柵源電壓的增長急劇增加。由前文可知，MOS管漏極電流的最大連續工作電流為6.5 A，對應圖2中知，此時柵源極電壓[UGS=5.7]V，所以當MOS管正常工作時必須保證柵源極電壓小于5.7 V；因為漏極電流決定于負載電流的大小，負載電流與漏極電流的關系滿足余弦脈沖分解函數，當導通角固定以后，漏極電流的大小僅決定于負載電流，所以負載電流的大小對功率管的性能和安全非常重要。詳細分析過程如下：

設負載電流為[IL，]漏極電流[ID，]負載電阻[RL，]輸出電壓[UL，]輸出功率[P；]所以漏極電流為：

[ID=IL（α1（θ））] （15）

又因為負載電流為：

[IL=ULRL] （16）

[P=12U2LRL] （17）

所以負載電阻和負載電流的大小決定于輸出電壓和輸出功率的選取，即設計指標；也即漏極電流的大小依賴于設計指標的選取，當設計指標合適時，才能設計出性能可靠的振蕩電路。例如當設計指標為輸出電壓[UL=]100 V，輸出功率[P=100]W時，輸出電阻為[RL=50]Ω，負載電流為[IL=ULRL=2]A，由式（7）知，漏極電流為[ID=4.4]A，此時由圖2知，柵源極電壓[UGS=5.2]V，已經接近了最大柵源極電壓的限制值，所以非常容易造成MOS管的燒毀；反之，當設計指標為輸出電壓[UL=200]V，輸出功率[P=100]W時，輸出電阻為[RL=200]Ω，負載電流為[IL=ULRL=1]A，此時漏極電流為[ID=2.2]A，柵源極電壓為[UGS=4.5]V，遠小于最大柵源極限制電壓。在本設計中由于導通角選取為[θ=75°，]所以[IL=0.455ID，]所以有：

[UL=0.455ID?RL] （18）

[P=12（0.455ID）2?RL] （19）

式（19）除以式（18）得：

[PUL=0.23ID] （20）

所以在設計電路指標時，為了保證MOS管工作在安全區域，要首先確定一個合適的漏極電流值，從理論上講漏極電流值越小越好，但是當選取的漏極電流太小時，柵源極電壓也會很小，導致電路不能正常起振；另外，在選擇漏極電流時，要注意到輸出電壓[UL]也不能太大，如果輸出電壓過大，將導致反饋系數降低，如果反饋系數降低到不能滿足起振條件[6]：[A?F>1，]也會導致振蕩電路的不起振。所以，電路設計指標不能隨便選取，一定要符合上述條件。

4 結 語

本設計利用單管MOSFET制作了一個具有自動穩幅功能的軟激勵C類大功率射頻振蕩器。輸出電壓達到了200 V，輸出功率達到了100 W，工作頻率為13.56 MHz。通過仿真分析與實物電路分析，電路的指標達到了設計目標。另外，本設計中分析了振蕩器輸出電壓、輸出功率與MOS管工作狀態的關系，并給出了經驗公式，對今后的設計工作有很好的指導作用。

參考文獻

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