電動汽車一體化驅動系統三相3H橋逆變器的故障相短接容錯控制策略

孫鶴旭， 張厚升,2， 井延偉

(1.河北工業大學 控制科學與工程學院，天津 300130；2.山東理工大學 電氣與電子工程學院，淄博 255049)

?

電動汽車一體化驅動系統三相3H橋逆變器的故障相短接容錯控制策略

孫鶴旭1， 張厚升1,2， 井延偉1

(1.河北工業大學 控制科學與工程學院，天津 300130；2.山東理工大學 電氣與電子工程學院，淄博 255049)

具有車載型充電器的電動汽車擁有相互獨立的電機驅動系統與電池充電裝置，針對兩套裝置并不同時工作，成本高、重量大、占據空間資源較大等問題，提出了一種電動汽車驅動與充電一體化的新型拓撲結構，在牽引模式下該一體化拓撲的主要驅動模塊等效于一個三相3H橋逆變器。研究該逆變器的電壓空間矢量與消除共模電壓的控制策略，分析開繞組PMSM在不同坐標系下的數學模型，給出逆變器發生橋臂開關管開路或者短路故障時將故障相短接的重構拓撲與容錯控制策略，在轉速、電流雙閉環控制的基礎上，設計“重復控制+PI”的電流內環控制方案，提出一種兩相SVPWM控制策略，分析三相2H橋逆變器電壓矢量狀態切換過程，提出一種改進的七段式兩相SVPWM控制策略。仿真和實驗結果表明，如果三相3H橋逆變器發生短路故障，一體化系統通過逆變器的拓撲重構，能夠實現PMSM系統的良好運行性能。

電動汽車；三相3H橋逆變器；三相2H橋；PMSM；SVPWM；短路故障

0 引 言

環境污染和能源問題日趨嚴重，使得電動汽車的研究和開發備受廣泛的關注[1-2]。研究電動汽車高效車載充電技術，開發新一代電驅動總成系統勢在必行。依據現有的研究成果，具有車載型充電器的電動汽車的驅動系統和電池充電裝置并不同時工作，電動汽車在行駛的時候充電裝置處于閑置狀態，反之，充電時驅動系統處于靜止狀態，也就是說這兩套變換器并不同時工作，一套變換器給電池充電用，一套逆變器用于驅動電機，并且往往變換器中不乏大電容、大電感，這無疑會提高電動汽車的成本與重量，浪費汽車的有限空間資源。為此，在保證電動汽車的電池充電特性良好的基礎上，研究電動汽車驅動系統與電池充電系統的一體化是具有非常重要的現實意義的。

目前，國外的一些研究人員已經提出一些不同種類的拓撲結構，而且也對驅動系統與充電系統的一體化進行了探索與研究[1]：美國 Gould 公司研制出了第一代交流推進系統，主要應用于電動客運車；法國的SOFRACI 計劃也對一體化拓撲結構及控制進行了一些研究；意大利的都靈理工大學電氣工程系研究了電動摩托車的充電系統，并提出一種一體化拓撲結構。文獻[3-14]都分別對電機驅動的電動汽車一體化混合拓撲結構進行了研究。目前國內針對這一領域的研究尚處于起步狀態。

本文提出了一種電動汽車驅動與充電一體化系統，針對在牽引模式下的等效三相3H橋逆變器進行了分析，著重研究了逆變器發生故障并使故障相短接時的重構拓撲，設計了基于“重復控制+PI”復合控制的轉速、電流雙閉環控制策略，并提出了一種具有容錯功能的兩相空間矢量脈寬調制(space vector pulse width modulation，SVPWM)控制策略，在分析開關狀態變化的基礎上，提出了一種改進的七段式SVPWM控制策略，并進行了仿真與實驗驗證。

1 電動汽車驅動與充電一體化拓撲與控制

圖1為所提出的電動汽車驅動與充電一體化系統的拓撲結構，該系統由以下幾部分組成：一個兩相并聯交互式雙向DC/DC變換器，一個三相3H橋變換器，EMI濾波和保護電路，電池系統，開繞組并中心抽頭的永磁同步電機，永磁同步電機(permanent magnet synchronous motor，PMSM)的每相繞組分別與三相3H橋變換器的一個H橋臂相連。在牽引模式下，該一體化拓撲主體等效于一個三相3H橋逆變器，如圖2所示，重點討論這種模式下橋臂開關管發生開路或者短路故障并使故障相短接時的容錯控制。

1.1 牽引模式

為了描述三相3H橋變換器各開關管的開關狀態，用sa1、sa2、sb1、sb2、sc1和sc2來描述三相3H橋逆變器中各橋臂的開關管工作狀態?！?1”表示該橋臂中上管導通下管關斷?！?0”表示該橋臂中上管關斷下管導通，PMSM的三相相電壓可以表示為

(1)

圖1 電動汽車驅動與充電一體化系統拓撲結構圖Fig.1 Integrated traction and charging topology for EV

圖2 一體化系統牽引模式下的三相3H橋逆變電路Fig.2 Three phase 3H bridge inverter in the traction mode

從三相3H橋逆變器的空間電壓矢量可以看出，在這3個正六邊形中，有且只有組合②對應的電壓矢量中能使電機的三相電壓之和為零，即零序電壓滿足關系式：u0=ua+ub+uc=0。對于產生這些電壓空間矢量的開關組合，由于是兩個半橋逆變器的電壓空間矢量的疊加，合成的電壓空間矢量對于整個系統來說，是不會產生共模電壓的。如果采用組合①和③構成的正六邊形進行SVPWM調制，由于每一個電壓空間矢量都會帶來零序電壓，進而導致每一相電機繞組中都會產生零序電流，所以三相電流將不會再對稱；而且這也會在同等力矩輸出條件下致使電流幅值額外增加。在參考文獻[15-18]中，作者對消除3H橋逆變器產生的零序電壓、零序電流分別進行了相應的研究與分析。

圖3 三相3H橋逆變器的電壓矢量Fig.3 Voltage vector of three phase 3H bridge inverter

1.2 三相3H橋逆變器—PMSM系統數學模型

在驅動與充電一體化系統中，由于將永磁電機中的定子繞組作為電池充電系統中的濾波電感使用，在牽引模式下，相當于將永磁同步電機的繞組拆分成相互獨立的三相，且無中性點連接，在此稱之為開繞組中心抽頭的PMSM，在牽引模式下，中心抽頭對系統沒有影響，如圖4所示，只需研究其開繞組結構即可。

圖4 PMSM的繞組等效模型Fig.4 Equivalent model of PMSM winding

PMSM是一個非線性的、強耦合系統，它的動態方程很難求取，假定PMSM的繞組、磁路完全對稱，忽略鐵芯飽和，渦流損耗、磁滯損耗均忽略不計，在三相靜止ABC坐標系下，由于其結構的變化，致使電機的數學模型也會發生變化，三相定子電流不再滿足基爾霍夫電流定律ia+ib+ic=0的約束[19-22]，建立的PMSM電壓方程可以表示為：

(2)

式中:ua、ub、uc表示電機的三相相電壓；Ra、Rb、Rc為電機繞組的電阻，且阻值為R=Ra=Rb=Rc；Laa、Lbb、Lcc為繞組自感，且Ls=Laa=Lbb=Lcc；由于假定三相繞組、磁路均對稱，所以三相繞組間的互感值為：Mca=Mac=Mbc=Mcb=Mab=Mba=M；ea、eb、ec代表電機的三相繞組上產生的反電勢，可以表示為：

(3)

式中：p為極對數；ωm為轉子機械角速度；ψf表示永磁磁鏈；θ為轉子的位置角，也就是d軸逆時針轉過a軸的電角度。傳統的PMSM定子繞組的中性點接在一起，反電動勢中3次諧波成分能夠相互抵消，可以避免在反電動勢中出現3次諧波，使其呈現正弦波形，對于開放式繞組的PMSM來說，三相定子繞組中含有的3次、5次和7次諧波要比傳統PMSM多，在一定程度上會造成反電動勢波形出現平頂正弦波現象，在此暫不考慮該問題對系統的影響。

開繞組PMSM的磁鏈方程為：

(4)

永磁同步電機的電磁轉矩Te[17]可以表示為

(5)

開繞組永磁同步電機在三相靜止abc坐標系下的轉矩方程、運動方程和常規的永磁同步電機一樣。按照坐標變換理論，分別對其進行3/2變換、2s/2r變換后，可以得到開繞組PMSM在兩相靜止坐標系和兩相旋轉坐標下的數學模型。旋轉坐標系下開繞組PMSM的數學模型可以描述為

(6)

式中：Ld、Lq為d、q軸的電感，id、iq分別為d、q軸的電流。開繞組PMSM在兩相旋轉dq坐標系下的運動方程和常規的PMSM一樣。

2 三相3H橋逆變器故障相短接的容錯控制策略

對圖2所示的三相3H橋逆變器，以三相3H橋逆變器的a2橋臂為例，如果a2橋臂發生單開關管故障(如VT21開路故障、VT22短路故障或者VT21短路故障、VT22開路故障)，可利用其余開關管使a相繞組立即短接，如圖5所示，這樣即可將故障3H橋逆變器變換為故障相短接的兩相2H橋(全橋)逆變器，可以采用PMSM的兩相SVPWM控制策略。

2.1 故障相短接時的兩相SVPWM控制策略

三相3H橋逆變器在發生單開關管的故障后，可將相應的故障相短接，構成兩相2H橋逆變器，在此仍以3H橋逆變器的a相橋臂故障為例，在a相橋臂開關管短接后，ua=0，等效電路如圖5(c)所示，那么，用開關信號描述的三相相電壓可以表示為

(7)

由于a相故障短接，ua=0，ia不可控，那么常規控制所用的SPWM、滯環PWM等調制策略將不再適合，在此，可以采用電壓型SVPWM調制。

圖5 三相3H橋逆變器的故障相短接模式Fig.5 Short circuit fault mode of 3H bridge inverter

在故障a相短接的兩相2H橋逆變器中，由于a相短接電壓為零，故ia不可控，在此通過兩相SVPWM來控制電壓矢量，使PMSM的磁鏈為圓形，借助于兩相id=0的矢量控制策略使三相合成的d軸電流為零，來實現轉矩的控制。圖7給出了兩相id=0的矢量控制策略原理框圖，和傳統id=0的矢量控制策略相比，該控制模式需要對三相電流進行單獨采樣，而且在合成給定矢量時所使用到的基本電壓空間矢量也具有不同的開關模式，即2H橋SVPWM調制模式。

圖6 兩相2H橋逆變器的電壓矢量空間分布圖Fig.6 Voltage vector space distribution of 2H bridge inverter

圖7 兩相SVPWM控制策略原理框圖Fig.7 Two-phase SVPWM control strategy diagram

2.2 基于“重復控制+PI”的轉速、電流雙閉環控制策略

開繞組PMSM的容錯驅動系統實際上也是一個速度、電流雙閉環控制的系統。外環是速度環，采用增量式PI調節器，內環是電流環，采用“重復控制+PI”的復合控制策略。

重復控制策略來源于內?？刂?，為了抑制電流的諧波含量，有效的消除由于非線性負載以及死區等引起的周期性擾動，提高系統的穩態控制精度，重復控制被廣泛的使用[23]。該控制方法具有較強的魯棒性和良好的穩態輸出，但重復控制的控制指令一般要滯后一拍才能輸出，對于本周期內的擾動起碼要等到下一個開關周期才能消除，在當前周期，相當于處于開環狀態。對于純電動汽車來說，運行工況相對復雜，所以，當系統的負載出現非周期性的變化，如突加(減)負載、或直流電壓突變時，系統的動態性能往往達不到設計要求。因此設計了“重復控制+PI”的復合控制策略。如果將重復控制和PI控制器直接并聯，這兩個控制器會相互影響，導致系統的穩態性能受到影響，所設計的“重復控制+PI”控制策略是在逆變器系統處于穩態時采用重復控制策略，當負載出現突變或者直流電壓突變時，在第一個周波內，立即并入電流PI 控制器，加快系統的動態響應。由于重復控制器能在第2個周期內產生相應的調節作用，因此，為了有效的避免這2個控制器之間的相互影響，在第一個周波結束時的過零點，將電流PI控制器的調節量清零，使其能平滑退出控制。從而能在不影響重復控制的穩態性能前提下，提高系統的動態性能指標?；凇爸貜涂刂?PI”的復合控制策略如圖7所示。

2.3 2H橋逆變器的SVPWM控制

依據圖6所示的兩相2H橋逆變器的基本電壓矢量在αβ坐標平面內的分布以及SVPWM的調制原理，可利用零電壓矢量U0和基本電壓矢量U1～U6調制出圓形旋轉軌跡。

以圖6中的第III扇區為例，取Ur為參考電壓矢量，可以由和其左右相鄰的基本電壓矢量U1、U2的線性組合來合成，如圖8所示，參考電壓矢量Ur的αβ坐標軸分量表示為

(8)

式中:T表示換相周期，Tx和Ty分別為相鄰兩個基本電壓矢量的工作時間，T與Tx+Ty未必相等，其間隙可以用零電壓矢量來填補，即：T0=T-Tx-Ty。

圖8 電壓空間矢量的線性組合Fig.8 Linear combination of voltage space vector

為了有利于數字化的實現，對于電壓空間矢量的作用次序需要進行適當的安排，可遵循以下原則：1)為了使功率器件的開關次數最少，要保證每次只切換一個功率開關器件，盡量降低開關頻率，滿足最小開關損耗；2)為便于DSP的控制，盡量遵照波形對稱的原則；3)等量分配零矢量原則；4)要合理安排電壓空間矢量的作用次序。按此原則設計的第III扇區的電壓空間矢量分配圖如圖9(a)所示。對于其他扇區參考電壓矢量的合成與第III扇區完全類似，由此可以得出兩相2H橋逆變器的空間電壓矢量分配和PWM波形，如圖9所示。從圖9中可以看出，每一個小扇區的PWM工作波形都分成了五部分，而且均以零矢量U0開始和結束，這種波形的對稱性對于DSP或者單片機來說，采用SVPWM調制是非常方便的。

圖9 兩相2H橋逆變器的五段式SVPWM控制波Fig.9 Five stage SVPWM control waveforms

3 改進的兩相SVPWM控制策略

3.1 兩相2H橋逆變器電壓矢量狀態切換分析

以第III扇區為例，由圖9(a)可知，當開關管的狀態變量從狀態(0001)切換到狀態(0101)時，即橋臂b2的開關管由VT42導通切換為VT41導通，此時，由于sc1一直為狀態1，所以在切換過程中，c相的電壓始終保持為-Vdc不變。在死區時間段，b相的電壓值ub取決于b向的電流流向，分為兩種情況：

1)當ib<0時，電流沿圖10中的2號回路流通，續流二極管VD42、繞組、VT32形成環流通路，忽略電路中的管壓降，ub=0，此時電壓矢量為U2。

2)當ib>0時，反并聯二極管VD41續流，ub=-Vdc，形成電壓矢量U1，電路中的電流沿圖10中的1號回路流通。

圖10 死區期間電流的通路 Fig.10 Current path during the dead time

不難看出，在開關管的狀態變量切換過程中，電壓矢量由U2經U1或U2(取決于b相電流ib的實際方向)變換為U1，這就相當于在一個開關周期T內，在計算Tx或Ty時，會出現2倍于死區時間的偏差，在閉環調節系統中，我們可以通過設計的控制器進行實時的調節，消除其影響。

對于扇區I和扇區VI，除了所用的兩個基本電壓矢量以外，插入的死區時間還引入另外的電壓矢量。以第I扇區為例，當開關管的狀態變量在由狀態(0001)變換到狀態(1011)的過程中，在死區時間內可能會導致三相2H橋逆變器輸出4種電壓矢量，即U1、U6、U2和U0。

由此可以看出，在第I扇區插入死區時間的過程中，同時還引入了除U2和U3以外的非零矢量U1、U6和U2。這些引入的非零電壓矢量對合成參考矢量不起作用，通過分析可知，第VI扇區也存在這種問題，雖然這些非零電壓矢量對合成參考矢量不起作用，但是他們將會帶來嚴重的死區效應，引起磁鏈的波動和電流畸變。

3.2 改進的七段式兩相2H橋SVPWM策略

遵循前述電壓空間矢量的作用次序安排原則，對扇區I和扇區VI的作用矢量重新配置。

在扇區I中，電壓參考矢量由U2、U3和U0合成，由圖9(b)可以看出，第I扇區的PWM波形在同一時刻有兩次兩個信號同時變換，這樣就會在插入死區時介入非作用電壓矢量。為了杜絕這些電壓矢量的引入，可在U2至U3、U3至U2的轉換過程中增加零矢量U0，按等量分配零矢量原則，把零矢量U0平均等分成 4份，在U3至U2、U2至U3的切換過程中分別插入作用時間為T0/4的U0矢量，重新配置后第I扇區的PWM波形如圖11所示，這樣，在死區插入時，就不會引入非作用電壓矢量了，同理，對第VI扇區也進行類似的配置。改進后的兩相2H橋SVPWM的控制策略能夠有效的抑制死區時間對合成電壓矢量的不利影響，從而能減少電機轉矩的波動。

由兩個半橋逆變器合成的空間矢量將空間分成六個區域，扇區的分布與傳統 SVPWM 相比，相當于順時針旋轉了30°，對其進行30°坐標系的轉換后，首先，依據給定的電壓參考矢量來準確的判斷出其所在的扇區，其次，計算基本電壓矢量和零矢量的相應合成矢量的作用時間，此后，就可以根據各扇區的SVPWM波形來計算相應開關管驅動信號的占空比了，最后，利用得到的占空比各值與三角波比較并進行調制，就可以得到所需的SVPWM調制波形。

圖11 改進后的第I扇區的七段式SVPWM波形Fig.11 Improved seven stage SVPWM in sector I

4 仿真與實驗驗證

對采用所提控制策略設計的三相3H橋逆變器驅動的開繞組PMSM系統進行了仿真，同時也對逆變器在a相橋臂開關管發生故障并使故障相短接時的情況進行了仿真驗證。

圖12、圖13分別給出了采用改進前、改進后SVPWM控制策略的電壓矢量軌跡、三相電壓以及轉矩的波形對比圖。由圖12的仿真波形可以看出，改進后的控制策略能夠有效的抑制死區對合成電壓矢量的影響，從而大大的減小了電機轉矩的波動。由圖13的仿真波形可以看出，改進前的SVPWM控制策略的電流和轉矩有明顯的死區效應，改進后的控制策略有效減小了死區帶來的電壓畸變，使得轉矩的脈動也變得非常小。而且從仿真波形也可以看出，該控制策略也能通過對三相3H橋逆變器的控制實現對開繞組PMSM的正常驅動與控制。

圖12 改進SVPWM前后電壓矢量的軌跡Fig.12 Voltage vector trajectories with SVPWM modulation

圖13 改進前后逆變器的電壓與轉矩波形Fig.13 Voltage and torque waveforms of the designed inverter

圖14 故障相短接時三相電流與零序電流波形圖Fig.14 Three phase current and zero sequence current waveforms when short circuit fault

圖15 故障時dq軸電流與轉矩的變化波形圖Fig.15 dq axis current and torque waveforms when fault

為驗證所提出的三相2H橋逆變器容錯方案的正確性與可行性，依據前述理論分析，搭建了三相3H橋逆變器—PMSM永磁同步電機的實驗平臺，主要的系統參數為：給定轉速設為1 000 r/min，負載轉矩為2 N·m，開關頻率為10 kHz，3H橋逆變器母線電壓取為300 V，實驗結果如圖16所示。

圖16 故障相短接時三相2H橋逆變器的實驗波形圖Fig.16 Experiment waveforms of three phase 2H bridge inverter when short circuit fault

圖16給出了故障相短接時三相2H橋逆變器的a、b相相電壓、相電流的實驗波形圖和b、c相相電壓、相電流的實驗波形圖，由圖16可知，在故障相短接的三相3H逆變器驅動模式下，由于故障相a相被短接，所以a相的相電壓為ua=0，b、c相相電壓的相位差為60°。由此可知，在這種三相2H橋逆變器的重構拓撲下，PMSM能平穩的運行，從而使所提出的控制策略的正確性、有效性得到了驗證。

5 結 論

本文提出了一種新型電動汽車驅動與充電一體化系統的拓撲結構并進行了分析，在牽引模式下，一體化拓撲等效成一個三相3H橋逆變器，建立了PMSM開繞組的數學模型，分析了三相3H橋逆變器的短接故障形式，在采用轉速、電流雙閉環控制策略的基礎上，設計了一種“重復控制+PI”的電流內環控制策略，針對故障相短接的兩相2H橋逆變器提出了一種五段式的兩相SVPWM控制策略，分析了開關狀態，提出了一種改進的七段式兩相SVPWM控制策略，實驗結果表明，電動汽車的一體化系統在牽引模式下，如果三相3H橋逆變器發生故障并使故障相短接時，通過逆變器的拓撲重構，能夠實現PMSM系統的良好運行。

[1] 劉瑩, 王輝, 漆文龍. 電動汽車驅動系統與蓄電池充電一體化混合拓撲研究綜述[J]. 電力自動化設備, 2013, 33(10):143-149,156.

LIU ying, WANG hui, QI wenlong. Summary of integrated topology of EV traction system and battery charging system[J]. Electric Power Automation Equipment, 2013, 33(10):143-149,156.

[2] 年珩, 周義杰, 李嘉文. 基于開繞組結構的永磁風力發電機控制策略[J]. 電機與控制學報, 2013，17(4)：79-85．

NIAN Heng，ZHOU Yijie, LI Jiawen. Control strategy of permanent magnet wind generator based on open winding configuration[J]. Electric Machines and Control, 2013, 17(4):79-85.

[3] 安群濤. 三相電機驅動系統中逆變器故障診斷與容錯控制策略研究[D]. 哈爾濱: 哈爾濱工業大學, 2011.

[4] SUL S, LEE S. An integral battery charger for four-wheel drive electric vehicle[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1995, 31(5): 1096-1099.

[5] RIPPLE E, COCCONI A G. Integrated Motor Drive and Recharge System：United States，5099186[P]. 1992-03-24.

[6] LUCA S. Nonconventional on-board charger for electric vehicle propulsion batteries[J]. IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2001, 50(1):144-149.

[7] GIANMARIO P, ERIC A, PAOLO G, et al. An integral battery charger with power factor correction for electric scooter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(3): 751-759.

[8] LACRESSONNIERE F, CASSORET B. Converter used as a battery charger and a motor speed controller in an industrial truck[C]//2005 European Conference on Power Electronics and Applications, September 11-14, 2005, Dresden, Germany: Inst. of Elec. and Elec. Eng. Computer Society, 2005: 1-7.

[9] LACROIX S, LABOURE E, HILAIRET M. An integrated fast battery charger for electric vehicle[C]//2010 IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference, VPPC 2010, September 1-3, 2010, Lille, France: IEEE Computer Society, 2010: 1-7.

[10] LACROIX S, HILAIRET M, LABOURE E. Design of a batterycharger controller for electric vehicle based on RST controller[C]//2011 IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference, VPPC 2011, September 6-9, 2011, Chicago, IL, United states: IEEE Computer Society, 2011: 1-6.

[11] SAEID H, MATS A, KASHIF K, et al. An integrated charger forplug-in hybrid electric vehicles based on a special interior permanent magnet motor[C]∥2010 IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference, VPPC 2010, September 1-3, 2010, Lille, France: IEEE Computer Society, 2010: 1-6.

[12] SAEID H, SONJA L, MATS A，et al. An isolated high-power integrated charger in electrified vehicle applications[J]. IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2011, 60(9): 4115-4126.

[13] SAEID H, KASHIF K, SONJA L, et al. Integrated chargers for EV’s and PHEV’s: examples and new solutions[C]∥19th International Conference on Electrical Machines, ICEM 2010, September 6-8, 2010, Rome, Italy：IEEE Computer Society, 2010:1-6.

[14] SERKAN D, ALIREZA K. A novel low cost integrated on-boardcharger topology for electric vehicles and plug-in hybrid electric vehicles[C]//Conference Proceedings-IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition-APEC, February 5-9, 2012, Orlando, FL, United states: Institute of Electrical and Electronics Engineers Inc., 2012: 2611-2616.

[15] FARIBORZ M, WILSON E, WILLIAM G. A high-performancesingle-phase AC-DC power factor corrected boost converter for plug in hybrid electric vehicle battery chargers[C]//2010 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, ECCE 2010-Proceedings, September 12-16, 2010, Atlanta, USA: IEEE Computer Society, 2010: 3588-3595.

[16] RAMINOSOA T, Gerada C, Othman N. Rating issues in fault tolerant PMSM[C]//2009 IEEE International Electric Machines and Drives Conference, IEMDC '09, May 3-6, 2009, Miami, FL, United states: IEEE Computer Society, 2009: 1592-1599.

[17] BAIJU M R, MOHAPATRA K K, KANCHA R S, et al. A dual two-level inverter scheme with common mode voltage elimination for an induction motor drive[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2004, 19(3): 794-805.

[18] SHAMSI-NEJAD M A, NAHID-MOBARAKEH B, PIERFEDERICI S, et al. Series architecture for fault tolerant PM drives: operating modes with one or two DC voltage source(s)[C]//Proceedings of the IEEE International Conference on Industrial Technology, March 14-17, 2010, Vina del Mar, Chile: Institute of Electrical and Electronics Engineers Inc., 2010: 1525-1530.

[19] SRINIVAS S, SOMASEKHAR V T. Space-vector-based PWM switching strategies for a three-Level dual-inverter fed open-end winding inductor motor drive and their comparative evaluation[J]. IET Electric Power Applications, 2008, 2(1): 19-31.

[20] 安群濤, 孫力, 孫立志. 新型開放式繞組永磁同步電機矢量控制系統研究[J]. 中國電機工程學報, 2015, 35(22):5891-5898.

AN Quntao, SUN Li, SUN Lizhi. Research on novel open-end winding permanent magnet synchronous motor vector control systems[J]. Proceedings of the CSEE，2015,35(22):5891-5898.

[21] SEKHAR K R，SRINIVAS S. Discontinuous decoupled PWMs for reduced current ripple in a dual two-level inverter fed open-end winding induction motor drive[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(5): 2493-2502.

[22] 孫丹, 林斌, 陳敏, 等. HEV用開繞組永磁同步電機雙逆變器協同控制[J]. 電機與控制學報, 2016, 20(2): 29-35.

SUN Dan, LIN Bin, CHEN Min, et al. Coordinate control of dual-inverter driven open-winding PMSM for hybrid electric vehicles[J]. Electric Machines and Control, 2016, 20(2): 29-35.

[23] 張興, 汪楊俊, 余暢舟, 等. 采用PI+重復控制的并網逆變器控制耦合機理及其抑制策略[J]. 中國電機工程學報, 2014, 39(30): 5287-5295.

ZHANG Xing, WANG Yangjun, YU Changzhou, et al. Mechanism of the control coupling and suppression strategy using PI and repetitive control in grid-connected inverters[J]. Proceedings of the CSEE, 2014, 39(30): 5287-5295.

(編輯：張 楠)

Tolerant control strategy for 3H bridge inverter short circuit fault of electric vehicle integrated drive system

SUN He-xu1， ZHANG Hou-sheng1，2， JING Yan-wei1

(1.School of Control Science and Engineering，Hebei University of Technology，Tianjin 300130，China; 2.College of Electrical & Electronic Engineering, Shandong University of Technology, Zibo 255049, China)

Electric vehicle (EV) with onboard type of charger has independent motor drive system and battery charging device. The two devices do not operate at the same time. Aiming at the problem such as high cost, heavy, occupying a larger space resource and other issues, an integrated topology of EV traction system and battery charging system was proposed. The integrated traction mode topology was equivalent to a three phase 3H bridge inverter. The voltage space vectors of the inverter and the control strategy of eliminating common mode voltage were studied respectively. The mathematical models in different coordinate systems of the open-end windings PMSM were analyzed. The inverter′s reconstruction topology and fault tolerant control strategy were given when some switch short-circuit fault or open-circuit fault and the faulty phase short-circuit connected. On the basis of speed and current double closed-loop control, a synthesized control strategy combined repetitive control with PI control for the proposed system was introduced. A five stage two phase SVPWM control strategy was proposed. The switching process and state of the three phase 2H bridge inverter were analyzed. An improved seven stage two phase SVPWM control strategy was proposed. Simulation and experimental results show that, in traction mode of the integrated topology, when short circuit fault occurred, a good operating performance of PMSM system can be achieved by the reconstruction of the inverter topology.

electric vehicle; three phase 3H bridge inverter; three phase 2H bridge; PMSM; SVPWM; short circuit fault

2015-03-29

國家自然科學基金(50807034)；山東省自然科學基金(ZR2014EL032)；山東省高等學?？萍加媱澷Y助項目(J11LG25)；山東理工大學青年教師發展支持計劃項目(L2015011)

孫鶴旭(1956—)，男，博士，教授，博士生導師，研究方向為電機電器的智能控制；

張厚升(1976—)，男，博士研究生，副教授，研究方向為電力電子與電力傳動；

張厚升

10.15938/j.emc.2016.11.015

U 469.72

A

1007-449X(2016)11-0107-10

井延偉(1973—)，男，博士研究生，高級工程師，研究方向為風力發電機傳動與控制。