基于前沿循環復制的多假目標干擾研究

孟超普，楊愛平，王秀錦

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225101)

0 引 言

現代雷達在進行雷達信號處理時普遍使用波形相干方式實現積累。線性頻率調制(LFM)信號采用匹配濾波(脈沖壓縮)進行信號處理，對非相干的干擾信號具有很強的抑制性，使得傳統的噪聲干擾樣式干擾效果很差，因此對其干擾主要從相干干擾入手[1]。

目前，針對LFM雷達的相干干擾信號大多都是由數字射頻存儲(DRFM)器件調制產生的，它是對LFM脈沖信號實施相干干擾的關鍵所在。采用DRFM器件將雷達發射信號存儲下來，在需要時附加上一定的調制，可以產生出多種干擾樣式，根據存儲方式的不同，可以分為全脈沖存儲、示樣脈沖存儲(前沿循環復制存儲)、準示樣脈沖存儲[2]。

全脈沖存儲模式下，DRFM器件將輸入的脈沖信號全部進行存儲，根據需要在給定的時刻讀出存儲的數據以便重構信號。該存儲方式可以完整地實現信號的重構，產生的假目標具有很高的相參性，但假目標與回波時延大，很難實現對跟蹤雷達的干擾。前沿循環復制存儲模式下，DRFM器件僅記錄輸入信號的初始一小段，然后對存儲的數據重復讀出，前沿循環復制存儲產生的假目標具有較小的時延，但相參性比較差，產生的假目標幅度較小。準示樣脈沖存儲模式下，在信號的脈沖持續時間內，DRFM器件通過接收和發送的交替完成對雷達的干擾。準示樣脈沖存儲模式兼有全脈沖儲存模式和示樣脈沖存儲方式的優點，在解決假目標時延問題的同時還保證了干擾信號一定的相參性[3]。但是，對于準示樣脈沖存儲模式，進行雷達脈沖的脈內間歇采樣和干擾信號間歇發射時，采樣和發射時間間隔通常較短。對于采用電真空器件作為功率放大的干擾機，當干擾機和偵察機之間的空間隔離不夠時，可能出現間歇采樣階段采樣信號為周圍環境反射的干擾發射信號或靜態噪聲的情況。此時需要根據干擾機和偵察機的具體安裝環境進行精細的間歇采樣時序設計。

在實際工程應用中，由于實現的便捷性,前沿循環復制存儲干擾模式在基于數字儲頻技術的干擾樣式設計中廣泛使用。本文對前沿循環復制存儲干擾模式進行理論分析和仿真,并針對前沿循環復制模式下，假目標回波滯后且易被剔除的缺點，提出掃頻調制前沿循環復制干擾，并仿真分析了不同參數條件下的干擾效果，同時，對掃頻調制前沿循環復制干擾的工程實現進行了分析。

1 LFM脈壓雷達信號分析

設雷達發射的LFM信號為：

(1)

當時寬帶寬積D=Bτ?1，信號的頻譜為：

(2)

式中：Δω=2πB。

根據匹配濾波理論，匹配濾波器的沖激響應函數為：

h(t)=Ku(td0-t)

(3)

則匹配濾波器的頻率響應函數為：

(4)

式中：u(t)為輸入信號；Hi(ω)為輸入信號的傅里葉變換。

則對LFM信號有：

(5)

匹配濾波器的輸出信號為：

(6)

(7)

2 前沿循環復制干擾

前沿循環復制干擾是指干擾機DRFM器件對截獲的大時寬雷達信號采樣其中的一段進行復制，復制完成后進行轉發。一個復制信號轉發完成后,再轉發第2個復制信號,依此類推,轉發復制信號的個數由干擾樣式的具體參數設置來確定。這種干擾技術立足于收發分時體制，工程實際中，在收發隔離較差的情況下，可以形成有效的假目標欺騙干擾效果，其工作時序如圖1所示。前沿循環復制干擾信號(雷達信號脈寬為50 μs，截取和復制寬度均為10 μs)示意圖如圖2所示。

圖1 前沿循環復制存儲干擾工作時序

設干擾信號截取的雷達脈沖寬度為τ′，循環轉發次數為N，則當τ/τ′為整數時，N=τ/τ′-1；當τ/τ′不為整數時，N=[τ/τ′-1]+1(其中[·]為取整運算)。為簡化討論，設定τ/τ′為整數，此時N=τ/τ′-1。

圖2 前沿循環復制存儲干擾信號示意圖

(t-kτ′)2]}，kτ′≤t<(k+1)τ′

(8)

當D′?1時，干擾信號頻譜可表示為：

(9)

干擾信號通過雷達匹配濾波器H(ω)的輸出信號為：

(10)

圖3 前沿循環復制干擾(截取寬度=復制寬度=5 μs)

當截取寬度和復制寬度為5 μs時，N=9，由上述理論分析可知，循環復制干擾信號經過雷達接收機匹配濾波后會產生9個假目標，每個假目標的峰值與雷達回波峰值的幅度比均為0.1，各個假目標相對真實回波的滯后時間為k·5 μs(k=1,2,… 9)。從圖3可以看出，仿真結果與理論分析一致。

更改截取寬度為10 μs，復制寬度取值與截取寬度一致，干信比不變，此時由于截取寬度變寬，N的取值變小，循環復制干擾信號經過雷達接收機匹配濾波后產生的假目標數量變少，但每個假目標的峰值變高，各假目標相對于真實回波的滯后時間也變長。干擾信號經匹配濾波后的輸出與雷達回波信號的對比如圖4所示。

圖4 前沿循環復制干擾(截取寬度=復制寬度=10 μs)

從圖3和圖4可以看出，前沿循環復制干擾可以產生多個假目標。當截取寬度和復制寬度取值較大時，能產生多個幅度較大的假目標，但假目標的延時較大，由于跟蹤雷達的距離波門較小，此時無法形成欺騙效果；當截取寬度和復制寬度取值較小時，假目標數量變多，部分延時較小的假目標能夠進入跟蹤雷達的距離波門，但此時假目標的幅度偏小，要達到對跟蹤雷達的欺騙效果，需要干擾機具有較高的功率。

3 掃頻調制前沿循環復制干擾

通過合理地選取截取寬度和復制寬度，前沿循環復制干擾可以在系統收發隔離較差的情況下，實現對頻率捷變LFM脈壓雷達的欺騙干擾。但是產生的假目標分布均勻，容易被雷達識別并剔除；同時由于產生的假目標均滯后于真實目標，當被干擾雷達采用前沿跟蹤抗干擾措施時，無法形成欺騙效果。因此，考慮通過對復制后的干擾信號增加相關調制的方法，以實現產生時域密集分布假目標效果。本文采用掃頻方法對循環復制干擾信號進行調制。

設掃頻調制信號為m(t)，調制斜率為Km，?。?/p>

(12)

通常情況下，對于脈間調頻斜率固定的LFM信號，通過偵察設備可以測量獲得LFM信號的調頻斜率。進行有源干擾時，可將該信息作為掃頻調制信號先驗調制斜率對干擾信號進行調制，此時調制信號與LFM雷達信號的相關性最高。以下在不考慮偵察設備調頻斜率測量誤差時，給出掃頻調制部分脈沖存儲循環復制干擾的仿真實驗。

圖5 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=10 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖6 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=10 μs Km=μ,J/S=18 dB)

從圖5可以看出，對循環復制干擾信號進行掃頻調制，干擾信號經匹配濾波后形成多個分布在真實目標回波之前的密集分布假目標，假目標的幅度較圖4中無掃頻調制循環復制干擾形成的假目標略有下降。

增加干信比J/S為18 dB時，如圖6所示，多個密集假目標的幅度接近或超過真實目標回波幅度，此時雷達接收機抬高門限時也會接收到多個假目標回波。因此，當干擾機與威脅雷達之間的距離足夠遠時，掃頻調制部分脈沖存儲循環復制干擾能夠對LFM雷達產生密集假目標壓制或欺騙干擾效果。

更改截取寬度τ′=25 μs、15 μs、7.5 μs、5 μs、2.5 μs和1 μs(此時前沿截取寬度分別為脈沖寬度的50%、30%、15%、10%、5%和2%)，復制寬度取值與截取寬度一致，其他條件保持同仿真場景2一致，干信比J/S取0 dB時干擾信號經匹配濾波后的輸出與雷達回波信號的對比如圖7～圖12所示。

圖7 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=25 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖8 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=15 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖9 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=7.5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖10 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖11 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=2.5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖12 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=1 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

對比圖7～圖12可以看出，當前沿截取寬度逐步減小時，產生的假目標個數減少，同時產生的假目標幅度增加。當前沿截取寬度減少至脈沖寬度的2%時，假目標回波與真實目標回波時域上基本重合，假目標欺騙效果消失。因此采用前沿截取復制方式進行儲頻欺騙干擾時，應合理選取前沿截取寬度以達到最佳的干擾效果。

在實際工程應用中，偵察設備測量獲得的LFM信號的調頻斜率與真實的調頻斜率會存在一定的偏差，不同的偏移量會引起干擾信號與真實信號相干性的差異。以下給出掃頻調制斜率與LFM信號真實調頻斜率偏移時的仿真實驗結果。

仿真場景3：雷達信號脈寬μ=50 μs，帶寬B=10 MHz，調頻斜率μ=B/τ，載頻f0=ω0/2π，截取寬度τ′=5 μs，復制寬度取值與截取寬度一致，取干信比J/S=18 dB，掃頻調制斜率與LFM信號調制斜率失配，分別取Km為0.7 μ、0.8 μ、0.9 μ、1.1 μ、1.2 μ和1.3 μ進行仿真。干擾信號經匹配濾波后的輸出與雷達回波信號的對比分別如圖13～圖18所示。

圖13 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=5 μs，Km=0.7 μ,J/S=18 dB)

圖14 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=5 μs，Km=0.8 μ,J/S=18 dB)

圖15 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=5 μs，Km=0.9 μ,J/S=18 dB)

圖16 循環復制+掃頻調制干擾 (截取寬度=復制寬度=5 μs，Km=1.1 μ,J/S=18 dB)

圖17 循環復制+掃頻調制干擾(截取寬度=復制寬度=5 μs，Km=1.2 μ,J/S=18 dB)

圖18 循環復制+掃頻調制干擾 (截取寬度=復制寬度=5 μs，Km=1.3 μ,J/S=18 dB)

對比圖13～圖18可以看出，當掃頻調制斜率Km小于LFM信號調制斜率μ且偏差量較大時，循環復制+掃頻調制干擾產生的假目標均滯后于真實目標回波，且回波幅度較無偏差時降低。隨著偏差量逐步減小，假目標回波幅度逐漸增加且假目標回波向真實目標回波靠攏，部分假目標回波分布于真實目標回波之前，形成的密集假目標對真實目標回波實現覆蓋效果。

當掃頻調制斜率Km大于LFM信號調制斜率μ且偏差量不大時，循環復制+掃頻調制干擾產生多個提前于真實目標回波的密集假目標。當干信比較大時，多個密集假目標幅度均能夠超過真實目標回波幅度，此時能夠實現對采用前沿跟蹤抗干擾模式LFM雷達信號的有效干擾。當Km大于μ且偏差量進一步增大時，循環復制+掃頻調制干擾產生密集假目標回波相對于真實目標回波的提前量進一步增加，且假目標回波幅度降低，此時密集假目標回波會偏離雷達的距離跟蹤波門，造成干擾效果的降低或干擾失效。因此使用LFM調頻斜率先驗信息對前沿循環復制信號進行掃頻調制時，可以考慮在先驗的調頻量基礎上疊加一定的抖動量，以達到最佳的干擾效果。

4 掃頻調制前沿循環復制干擾工程實現分析

對于脈間調頻斜率固定的LFM信號，采用循環復制+掃頻調制方式對LFM雷達信號進行干擾時，以偵察設備測量獲得LFM信號調頻斜率作為先驗的掃頻調制斜率。在電子戰系統對偵收到的威脅信號進行有源干擾引導時，將測量到的LFM信號調頻斜率下發裝訂至干擾設備的數字化干擾源，數字化干擾源采用DDS技術通過可編程邏輯器件產生掃頻調制信號。在數字化干擾源A/D芯片對威脅信號進行前沿采樣后，由可編程邏輯器件進行數字信號復制轉發時，對復制轉發的數字信號進行數字掃頻調制，并對調制后的復制轉發信號進行D/A轉換和上變頻，實現干擾信號的輸出。

對于調頻斜率脈間捷變的LFM信號，將無法使用偵察設備測量獲得的LFM信號調頻斜率作為先驗的掃頻調制斜率。上述仿真時疊加的基帶掃頻調制信號調頻斜率Km與LFM信號調制斜率μ相同時，其信號形式與LFM信號基帶信號一致，因此可考慮使用LFM信號本身作為掃頻調制信號。由于在工程應用中，數字化干擾源對LFM信號進行采樣轉發時，通常由微波變頻模塊將LFM信號下變頻至調制中心頻率為f0的中頻信號(非基帶信號)進行數字采樣。使用LFM信號本身作為掃頻調制信號時，對干擾信號的數字調制和D/A轉換將在調制中心頻率為2f0的高中頻頻段進行，此時對可編程邏輯器件會有更高的數據處理要求，同時需要更高采樣率的D/A轉換芯片。隨著可編程邏輯器件處理能力和數模轉換(DAC)芯片采樣率的不斷提高，能夠在工程應用中實現采用LFM信號本身對前沿復制轉發信號的掃頻調制。

5 結束語

本文對前沿循環復制干擾進行了理論分析和仿真，并以前沿循環復制干擾為基礎，進行了掃頻調制+前沿循環復制干擾的仿真分析。仿真結果表明，通過合理地選取前沿復制寬度和掃頻調制調頻斜率，能夠實現對采用前沿跟蹤抗干擾措施的LFM雷達信號的有效干擾。同時，對掃頻調制+前沿循環復制干擾的工程實現進行了分析。