一種L波段的模數混合快速AGC

陳寶文，韓 軍

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊050081)

0 引言

自動增益控制模塊(AGC)是無線通信系統中的重要組成部分。由于無線信道環境及遠近效應的影響，造成接收機接收端信號強度差異很大。因此接收機的AGC 就必須滿足動態范圍大、響應速度快且輸出信號電平維持在一個最佳解調電平上。而在高速突發通信中，AGC的響應速度及動態范圍是最關鍵的技術指標[1-2]。

傳統的模擬AGC主要采用閉環負反饋控制系統，它利用輸出信號與解調所需最佳信號之間的誤差來動態調整可變增益放大器的增益，從而將信號放大到一定電平[3-4]。通常該誤差信號需要經過一個環路濾波器來濾除高頻分量，因此收斂時間通常在毫秒量級[5-6]。而全數字AGC雖然可以較快收斂(通常為幾百微秒)，但是其動態范圍依靠AD的有效位數來實現，這就需要高精度、寬位寬的AD，增加成本[7-8]。本文綜合以上2種AGC的特點，提出了一種工作在L波段的模數混合AGC，它有效克服了以上2種傳統AGC的局限，不僅能夠快速收斂，且具有較大的信號動態范圍。

1 基本原理

工作在L波段的模數混合AGC基本原理就是利用突發傳輸幀信號中的循環序列，首先計算信號的延遲相關值與能量值，當延遲相關值與能量值比值大于某一閥值時即啟動AGC[9-10]。AGC啟動后首先進行粗調整，即計算一個循環序列長度符號的平均能量，將計算值與解調需要的最佳電平相比較，計算出的數控衰減量送給數控衰減器，從而快速將接收信號電平調整到最佳電平附近。在粗調整之后，再進行一次細調整，即再計算連續2個循環序列長度符號的平均能量，并與最佳電平比較，將計算出的衰減量送給數控衰減器，最終將接收電平調整到最佳解調電平上。

2 系統結構

L波段的模數混合AGC基本結構如圖1所示。

圖1 模數混合AGC基本結構

由圖1可知，工作在L波段的模數混合AGC主要由模擬部分及數字部分組成[11-12]。模擬部分主要由工作在L波段(1.75 GHz)的兩級數控衰減器和三級模擬放大器組成，每一級數控衰減器衰減量為31.5 dB，而每一級放大器增益為20 dB，這樣可以保證模擬部分總的動態范圍可以達到60 dB。 數字部分主要由幀探測、粗調整和細調整模塊組成。射頻前端輸出的L波段中頻信號首先輸入模數混合AGC中的模擬部分，經信號衰減放大后，經過帶通濾波器濾除雜波后送給下變頻器再送入AD，實現零中頻數字采樣。采樣后的數字信號經幀探測后啟動AGC，再經3次粗調整及1次細調整后達到解調需要的最佳電平[13]。

2.1 幀探測

由于接收端接收信號是突發的，因此就必須知道每一突發信號幀是什么時候到達并啟動AGC[14-15]。發端突發信號幀格式如圖2所示。

圖2 突發信號幀結構

信號幀中采用10個長度為32符號的重復PN序列作為幀探測的幀頭。由于PN序列具有較好的延遲相關特性，因此可以利用接收中頻信號做延遲相關。當延遲相關值與當前窗口的能量值比值大于某一閥值λn時，認為一幀突發信號的到達，并給出到達指示flag。延遲相關Cn的計算如下：

(1)

式(1)為當前接收到的L個數據與D個時刻前收到的L個數據進行的互相關。

接收信號能量Pn的值可表示為：

(2)

延遲相關算法的判決閥值可表示為：

(3)

當接收信號中只有噪聲時，理想情況下輸出的延時相關值Cn為0，因此在突發信號幀到來前λn值很小。當接收到第2個重復訓練序列時，λn值開始明顯增加，當λn大于某一值時即認為突發信號幀到達，通常該值取0.7左右。

2.2 粗調整

當探測到某一突發信號幀到來時，幀探測模塊給出到達指示即flag置1，AGC啟動。為了提高信號檢測率及靈敏度，AGC初始增益值可以設置為最大值。這樣初始信號有可能達到ADC的飽和區域，因此需要檢測AD的信號輸出，快速調整信號強度，使信號進入線性范圍[16-17]。在此粗調整階段，可以先統計64個連續采樣點的信號能量，并與最佳電平目標值相比較，計算出AGC應該調整值，并送給數控衰減器1與數控衰減器2做相應調整，而后再等待16個樣點，直到AGC穩定。如此重復3次，完成粗調整過程，此時ADC的輸出信號強度與最佳電平差距縮小到一定范圍內。

64個采樣點平均能量的計算公式為：

(4)

2.3 細調整

接收信號經過3次粗調整后，信號電平已經在最佳電平附近。由于較大的信號電平波動會對解調器解調性能產生影響，因此還需要2次AGC的細調整過程。

在細調整過程中，可以統計128個采樣點的平均信號能量，并與最佳電平進行比較，得到AGC需要調整的值，之后等待32個采樣點，直到AGC穩定即完成細調整過程。此過程調整時間比粗調整過程時間長，但AGC調整更精確，信號電平波動更小[18]。

128個采樣點平均能量的計算公式為：

(5)

當AGC經細調整后，電平值達到解調器需要的最佳電平上，此時送給數控衰減器的衰減量保持不變，直到完整一幀突發信號結束。而后AGC釋放，重新進入突發幀信號探測階段。

2.4 數控衰減器

數控衰減器采用NI公司推出的DAT31R5芯片，它提供0.5～31.5 dB范圍的衰減增益和一個6位的并行控制接口。芯片采用+3V的單極性供電電壓，是基于硅的CMOS工藝制成，具有優良的射頻性能。2片數控衰減器級聯，可以保證63 dB的信號衰減范圍。

2.5 信號放大器

信號放大器則采用AD公司的ADL5523。該芯片可以在400～4 000 MHz之間工作，采用3 ～5 V單端供電，在L波段噪聲系數僅為0.8 dB，放大器典型增益值為20 dB，具有優良的放大性能。采用三級放大器級聯方式，可以保證60 dB的放大增益。

3 結果分析

為了驗證該模數混合快速AGC的性能，對該AGC進行了Matlab仿真及系統實測。接收信號為單載波QPSK信號，載波頻率為1 750 MHz，輸入信號電平為-40～ -5 dBm之間。每一突發幀信號長度為350 μs。數字信號采樣率為120 Mbps，符號速率為30 Mbps。

幀探測模塊中信號延遲相關值與當前窗口的能量值比值與采樣點數的仿真如圖3所示，可以看出，由于受噪聲的影響，信號延遲相關值與能量值比值在0.65之下波動，為了減少信號誤捕與漏捕的概率，通常選擇閾值λn為0.7左右。

圖3 信號相關值與能量的比值與采樣點數關系

圖4給出了輸入信號電平為-5 dBm時AGC的調整關系。

圖4 輸入電平為-5 dBm時AGC調整關系

從圖4可以看出，在突發信號幀到來之前，AGC增益值初始化為最大值，即數控衰減值設為最小。當突發幀信號到來時，最初第1個PN序列信號被放大飽和，能量值開始增大，在第2個PN序列到達時，信號自相關值也開始增大。當信號相關值與能量值比值大于閾值時即認為信號到達，將flag置1，啟動AGC。AGC啟動后經歷3次快速的粗調整后，信號電平快速下降到最佳電平附近。圖中agc_new為當前時刻需要調整的總衰減值，dout1及dout2為數控衰減器1與數控衰減器2各自的數控衰減量，target為最佳電平信號值。從圖中可以看出，信號從開始到達到最終調整穩定后大約經歷了1 280個樣點，折算到信號時間大約為10.67 μs。

圖5為輸入信號電平為-40 dBm時AGC的調整關系，可以看出，當輸入接收信號電平為-40 dBm時，接收信號延遲相關值及信號能量值均開始顯著減小，文中算法依然能夠正確進行幀探測并最終將信號快速調整到解調需要的最佳電平上。

圖5 輸入電平為-40 dBm時AGC調整關系

4 結束語

主要介紹了工作在L波段的模數混合快速AGC，該AGC在可靠捕獲突發幀后經歷粗調整及細調整后快速將接收信號調整到解調器需要的最佳電平上。經系統實測，當接收信號輸入電平在-60～ 0 dBm之間時，該AGC均能在11 μs內快速收斂。該AGC尤其適合對收斂時間有較高要求的高速突發通信系統中，具有較好的工程實踐價值。