雙管正激變換器的仿真與設計

田淇元

（ 黑龍江科技大學，黑龍江 哈爾濱 150057 ）

0 引言

隨著人類社會的不斷發展和現代科技的不斷進步，人們對電能的需求質量越來越高[1]，在電能的配送過程中，設計人員往往追求較高的傳輸效率，電子設備也逐漸向著微型化、智能化的方向發展。以開關電源為例，已廣泛應用在計算機電源、工業控制、通信技術、國防電子設備、航空航天等各個領域中，其主要發展方向是如何提高功率密度、提高效率以及盡可能的減小體積。本文主要分析正激變換器的各種開關模式及等效電路，設計一種雙管正激的拓撲結構，解決單管正激磁復位問題，降低開關管所受電壓應力。

1 概述

供電電源分為線性電源和開關電源兩大類。電源質量的好壞和性能決定了電子產品的穩定性以及運行狀態。線性電源具有龐大的體積和重量，且傳輸效率一般為輸入功率的50%左右[2]。開關電源的出現是20世紀60年代電源歷史上的一次重大革命，其優越性體現在體積小、效率高、功率密度高等方面，隨著技術不斷成熟，幾乎所有需要電源的設備都可找到開關電源的身影[3]。以下結合高頻開關電源的研究現狀和發展趨勢，進行雙管正激變換器的拓撲結構、控制系統等參數設計。設計采用同步整流技術，用MOS管代替續流二極管，提高效率。

2 結構與原理

2.1 開關電源

開關電源基本結構見圖1。其中，DC/DC變換器實現電源功率轉換，此過程為開關電源核心部分。輸出電壓采樣電路(一般采用電阻分壓)接收輸出電壓變化，同時與標準電壓Vref進行電壓比較，通過誤差放大器得到放大后的誤差信號[2]。通過脈寬調制(PWM)電路產生脈寬調制方波，經圖騰柱驅動電路控制MOS管占空比，進而控制和調整輸出電壓，達到最終的理想值。此外，開關電源電路主要分為主電路、控制回路以及保護回路等。

2.2 正激變換器原理

正激變換器是以Buck斬波變換器中間環節加入隔離變壓器而實現。正激變換器的主拓撲電路圖以及在電感電流連續的情況下的各點工作波形，見圖2。其中，開關管Q按照脈寬調制（PWM）方式運行，二極管D1輸出整流、D2續流，電感Lf為輸出濾波電感，電容Cf輸出濾波。隔離變壓器由三個繞組構成，分別為：初級繞組W1、次級繞組W2和復位繞組W3[3]。圖中繞組標“?”的一端為繞組的同名端。二極管D3的作用是磁復位。圖3給出了正激變換器在不同開關模式下的等效電路[4]。

2.2.1 電流連續時正激變換器的工作原理和基本關系

1)開關模式 1（0～Ton，見圖 3(a)）

t=0時，開關管Q為導通狀態，電源電壓Vi在繞組W1上，此時Vw1=Vi，既鐵心開始磁化，鐵心磁通φ開始增大：

鐵心磁通φ的增加量如下：

變壓器的勵磁電流iM從0開始逐漸增加：

此時加在變壓器次級繞組W2兩端電壓為：

式中，K12=W1/W2為變壓器的匝數比。

在二極管D1導通過程中，因二極管D2承受反偏電壓，故續流二極管D2截止，流過濾波電感兩端的電流iLF線性增加，同時與Buck變換器中開關管Q同時導通，兩端的電壓為Vi/K12，此時，流過電感電流的變化率為：

由變壓器的工作原理可知，電流iw1是折算次級電流和勵磁電流之和，即：

2) 開關模式 2 (Ton～Tr，見圖 3(b))

t=Ton時，開關管Q為關斷狀態，初級繞組和次級繞組不通過電流。變壓器通過磁復位繞組進行磁復位，則復位繞組上的電壓為：

此時變壓器初級繞組和次級繞組上的電壓分別為：

整流二極管D1承受反偏電壓為關斷狀態，電流iLf通過續流二極管D2進行續流，與Buck變換器原理相通。

在此過程中，開關管Q兩端的電壓VQ為：

復位繞組W3承受反向的電源電壓Vi，將鐵心進行去磁過程，使得鐵心磁通Φ減?。?/p>

變壓器鐵心磁通Φ的減小量：

在t=Tr這一時刻，此時iw3=iM=0，同時完成磁復位。

3）開關模式 3 (Tr～Ts，見圖 3(c))

在此開關模式中，變壓器中的所有繞組中均無流過電流，電壓均為0。濾波電感電流持續經過續流二極管續流。此時開關管Q兩端承受電壓為VQ=Vi。

2.2.2 電流連續時正激變換器的基本關系

Vo與輸入電壓Vi：

開關管Q導通時，鐵心的磁通增加量ΔΦ(+)應等于開關管Q關斷時磁通的減小量ΔΦ(-)。

由于 ，滿足則必須有：

可以看出：如W1≥W3，即K13≥1，占空比Dymax可大于0.5，開關管Q電壓VQ高于2Vi；K13越大，Dymax越大，電壓VQ則越高。如W1

3 系統設計

3.1 參數要求

設計如圖4所示的開關穩壓電源：

要求如下：

1） 輸出電壓VO：3.3V ；

2） 額定輸出電流ION：10A ；

3）Vin從24VDC至36VDC時，電壓調整率SU≤2%（IO=10A）；

4）IO從0至10A時， 負 載 調 整 率SI≤5%（Vin=30V）；

5） 輸 出 噪 聲 紋 波 電 壓 峰 - 峰 值VOPP≤50mV（Vin=30V，IO=10A）；

6） DC-DC變換器效率≥80%（Vin=30V，IO=10A）；

3.2 方案架構

整體方案設計如圖5所示：

3.3 主電路

主電路如圖6所示。主電路采用雙管正激拓撲，應用同步整流技術，用MOS管代替續流二極管，提高效率。芯片控制開關管MOS和續流管二極管交替導通，達到穩壓目的。主電路輸入采用470μF/50V，電容能濾除大部分電網高頻紋波。

3.4 參數計算

1）輸出濾波電感L感值

根據電感伏秒積平衡原理：

代入參數可得：占空比D=0.333。

根據電感公式：

在電路導通時有：

對應關斷時為：

根據上式，推導電流峰峰值為：

其中，?iL為電流擾動值，即：

擾動電流?iL值一般為輸出平均電流I的10%～20%，擾動電流?iL的值要求盡可能小。

在本設計中選取?iL＜20%I?？梢缘贸觯?/p>

代入參數可得：電感L>114μH?？蛇x取電感值為：L=116μH。

2）磁芯

選擇鐵粉芯T106-26磁芯，磁導AL=93nH/N2。

3）電感匝數NL

4）銅線橫截面積A

取電路密度J=4.5A/mm2，則所需的銅線橫截面積為：

5）線徑DL所需線徑：

取DL=0.8mm漆包線繞制。

3.5 元件選型

1）主開關MOS管

3.6 控制電路

3.7 保護電路設計

保護電路可監控輸出電壓和輸出電流，一旦超過預設定值可將SG3525的SHUTDOWN管腳拉高，達到保護電路的作用。保護電路和控制回路如圖7所示。

綜上，總電路如圖8所示。

4 軟件仿真

4.1 電路搭建及設計

1）仿真模型如圖9所示。

圖9中，3.3V為提供的標準電壓，Multimeter1為輸出電壓采樣，將兩個信號進行比較，得到誤差信號經PI調節器，與三角波進行比較，最終輸出得到PWM信號對MOS管進行驅動。

4.2 仿真結果

仿真輸出電壓波形如圖10所示。

5 結語

本文研究正激變換器開關模式的過程以及等效電路圖，設計采用的雙管正激拓撲結構有效解決單管正激的磁復位問題。通過實例設計，對各個元器件的參數設計與選型。經simulink仿真后得出一致結論。