雙鉗位三電平逆變器平衡控制方法研究

陳學利，劉 穩，郭 鵬

(1.濟南廣來電氣安裝有限公司，濟南 250100；2.國網盱眙縣供電公司，江蘇 淮安 211700；3.國網如東縣供電公司，江蘇 南通 226400)

0 引 言

隨著電力電子技術的發展，二極管鉗位型三電平逆變器技術在高壓大功率場合得到了廣泛應用，然而這種拓撲結構的大規模推廣受制于直流母線電容電壓不平衡及各橋臂內側功率器件關斷過電壓的影響[1-3]。為此，本文對一種二極管、電容雙鉗位拓撲結構進行了研究，通過該拓撲結構的應用，能夠同時解決上述兩個問題。

其最早由韓國學者Young-Seok Kim在1993年提出[4]，此后較少有文獻進行研究。直到2005年，文獻[5]對這種拓撲結構的基本原理進行了分析，對于進一步的調制策略則未提及。2008年，文獻[6]將這種拓撲結構應用于變頻調速系統中，基本原理沿用了文獻[5]的內容，空間矢量平衡調制方法通過比較直流側兩電容電壓與三相鉗位電容電壓差值的方法實現，過程較為復雜。

本文在前文研究的基礎上提出了一種通過開關狀態切換實現鉗位電容電壓平衡的控制方法，并提出通過對288種“七段式”電壓空間矢量組合對中點電位影響特性進行分析的方法，實現了直流側中點電位的平衡控制，并通過仿真和實驗進行了驗證。

1 雙鉗位三電平逆變器工作原理分析

雙鉗位式三電平逆變器拓撲結構如圖1所示。以A相為例，每相橋臂可以輸出4種開關狀態對應3種電平，如表1所示，其工作原理分析如下。

圖1 雙鉗位三電平逆變器拓撲圖

SASa1Sa2Sa3Sa4UAO1+ONON0FFOFF0.5Udc0+ON0FFON0FF00-0FFON0FFON01-0FF0FFONON-0.5Udc

(1)當開關狀態SA=1+時，即A相橋臂開關Sa1、Sa2導通，Sa3、Sa4關斷，此時的雙向電流通路如圖2中回路①、②所示。當直流側電容C1兩端電壓高于鉗位電容Ca兩端電壓時，將通過回路③對Ca進行充電，從而自動平衡直流側電容C1、C2兩端電壓。

圖2 開關狀態SA=1+、1-時電流通路分析

(2)當開關狀態SA=1-時，即A相橋臂開關Sa3、Sa4導通，Sa1、Sa2關斷，此時的雙向電流通路如圖2中回路④、⑤所示。當直流側電容C2兩端電壓高于鉗位電容Ca兩端電壓時，將通過回路⑥對Ca進行充電，從而自動平衡直流側電容C1、C2兩端電壓。

在這兩種狀態下，鉗位電容Ca兩端過電壓均不能夠釋放，原因如下：Ca若要釋放其兩端電壓，必須形成對負載的放電通路，即在SA=1+狀態下，必須滿足Sa3、Da1同時導通，但Sa3在這種狀態下是關閉的，因此無法形成放電通路；同樣在SA=1-狀態下，若要形成對負載的放電通路，必須滿足Sa2、Da4同時導通，但Sa2在這種狀態下也是關閉的，因此無法形成放電通路。

(3)當開關狀態SA=0+時，即A相橋臂開關Sa1、Sa3導通，Sa2、Sa4關斷，此時的雙向電流通路如圖3中回路⑦、⑧所示。當直流側電容C1兩端電壓高于鉗位電容Ca兩端電壓時，其充電回路與圖2中回路③一致。

當Ca兩端電壓高于半母線電壓且電流由回路⑧流動時，此時Da1滿足導通條件，Sa1也是導通的，則Ca將通過圖3中回路⑨對負載進行放電。

圖3 雙鉗位逆變器SA=0+時通路分析

(4)當開關狀態SA=0-時，即A相橋臂Sa2、Sa4導通，Sa1、Sa3關斷，此時的雙向電流通路如圖4中回路⑩、所示。

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圖4 雙鉗位逆變器SA=0-時通路分析

當直流側電容C1兩端電壓高于鉗位電容Ca兩端電壓時，其充電回路與圖2中回路⑥一致。當Ca兩端電壓高于半母線電壓，且電流經回路流動時，此時Da4滿足導通條件，Sa2也是導通的，Ca將通過回路對負載進行放電。

由以上分析可得結論：(1)通過鉗位電容與直流側電容之間相互充放電過程能夠實現直流側中點電位的自動平衡控制；(2)只要Sa1、Sa4導通即可對Ca進行充電，即在四種開關狀態下均可實現鉗位電容充電控制；但僅在SA=0+、SA=0-且滿足特定電流通路的情況下，Ca才能夠放電。(3)由以上兩個結論可知，若要實現直流側電容與鉗位電容之間的均衡控制，關鍵是要滿足鉗位電容的放電條件。

2 鉗位電容電壓平衡控制策略

本文根據電流通路不能突變的特點提出了通過開關狀態切換實現鉗位電容電壓平衡的控制方法[7-8]。以A相為例，由前面的分析可知，鉗位電容電壓平衡的關鍵是使放電通路⑨或導通。而放電通路⑨導通的前提條件是回路⑧和Da1導通；放電通路導通的前提條件是回路和Da4導通。而在兩種零電平狀態下，當回路⑧或導通且鉗位二極管兩端電壓大于半母線電壓時，二極管Da1或Da4會自動導通。因此，僅需考慮如何使回路⑧或導通。由于電流方向不能突變，因此可以考慮通過開關狀態之間的相互切換實現回路⑧或的導通，分析如下。

當SA=1+與SA=0+相互切換時，電流在回路①與⑦之間相互切換，不滿足放電條件；當SA=1+與SA=0-相互切換時，電流在回路①與之間相互切換，回路導通，滿足放電條件；當SA=1-與SA=0+相互切換時，電流在回路④與⑧之間相互切換，回路⑧導通，滿足放電條件；當SA=1-與SA=0-相互切換時，電流在回路④與⑩之間相互切換，不滿足放電條件，電流回路見圖2、圖3、圖4。因此，當開關狀態的切換遵循SA=1+與SA=0-、SA=1-與SA=0+的規律時，即可能夠滿足放電通路形成的條件，進而實現鉗位電容電壓的平衡控制。對于雙鉗位三電平整流，仍可采用這種方法作類似分析，得出整流狀態下應滿足SA=1+與SA=0+、SA=1-與SA=0-切換規律才能夠實現鉗位電容電壓平衡。

3 電壓空間矢量平衡控制方法

雙鉗位三電平逆變器可以輸出34=64種電壓空間矢量。其中，每個零矢量對應10種冗余開關狀態，每個小矢量對應6種冗余開關狀態，每個中矢量對應2種冗余開關狀態，每個大矢量對應1種開關狀態，矢量圖如圖5所示。

圖5 雙鉗位三電平逆變器電壓空間矢量圖

由于電壓空間矢量對直流側上、下半母線電容C1、C2兩端電壓的影響僅與流過中點電位的電流inp有關，與鉗位電容電流無關，因此在分析直流側電壓平衡控制時，可以忽略鉗位電容電壓影響。則此時雙鉗位三電平逆變器中點電位平衡控制與二極管鉗位三電平逆變器方法一致，可以參考文獻[9]。通過對64種空間矢量對中點電位的影響特性進行分析，得出其對中點電位的影響可以歸納為5類，如表2所示。

表2 空間矢量對中點電位影響特性

得出64種空間矢量的影響特性后，進一步分析“七段式”空間矢量的選擇。由于空間矢量的增多，每個小三角形中“七段式”SVPWM調制序列增加至8種，以圖5中大扇區S=1，小扇區n=1～6為例，其存在48種“七段式”電壓空間矢量序列，如表3所示。

表3 大扇區S=1，小扇區n=1～6時，48種“七段式”電壓空間矢量序列

以圖5中S=1，n=1為例，空間矢量序列對中點電位影響特性如表4所示，每個空間矢量下方符號代表其對中點電位的影響特性。結合“七段式”空間矢量序列作用時間的對稱性，由表可見作用序列1、2、6會造成中點電位下降；作用序列3、4、5會造成中點電位上升；只有作用序列5、8的影響最弱，而小的電位波動可以通過直流母線電容與鉗位電容之間相互充放電實現自動平衡。

表4 S=1，n=1時空間矢量對中點電位影響特性

進一步根據鉗位電容電壓平衡條件作篩選，以A相為例，由鉗位電容電壓平衡控制方法可知，逆變狀態下當開關狀態的切換遵循SA=1+與SA=0-、SA=1-與SA=0+的規律時才能夠實現鉗位電容電壓平衡控制。其中作用序列5中A、B兩相不滿足切換條件，作用序列8中僅C相不滿足切換條件，另外兩相滿足，不滿足條件的這一相可以通過在下一個小三角形中選擇滿足條件的矢量組合。因此，最終選擇作用序列8作為該小三角形的矢量作用次序。

其他5個大扇區中的240種“七段式”電壓空間矢量序列可以采取同樣的方法進行分析，最終從288種“七段式”電壓空間矢量作用序列中選擇出既滿足鉗位電容電壓平衡，又滿足中點電位平衡的空間矢量作用序列。

4 仿真分析

為了驗證控制方法的正確性，搭建了雙鉗位三電平逆變器及二極管鉗位三電平逆變器Matlab仿真模型。二者共有的仿真參數一致，如下：直流母線電容C1=C2=4700 μF，阻感負載：RL=5 Ω，LL=1 mH，直流電源Ud=1140 V，采樣頻率2000 Hz。鉗位電容Ca=Cb=Cc=1200 μF，仿真波形如圖6所示。

圖6 仿真波形

圖6(a)為雙鉗位三電平逆變器輸出線電壓波形；圖6(b)、圖6(c)分別為雙鉗位和二極管鉗位三電平逆變器輸出中點電位波形；初始時刻將直流母線電容電壓差值設為570 V時，雙鉗位和二極管鉗位三電平逆變器中點電位自恢復波形如圖6(d)、圖6(e)所示。對比圖6(b)～圖6(e)可見，雙鉗位結構通過直流側電容與鉗位電容之間相互充放電的自調節過程，穩定中點電位的能力更強，恢復中點電位平衡的速度更快；圖6(f)、圖6(g)分別為鉗位電容滿足放電條件和不滿足放電條件下Ca、Cb、Cc兩端的電壓波形，可見滿足放電條件時鉗位電容電壓始終保持平衡狀態；不滿足放電條件時，由于形不成有效的放電通路，鉗位電容難以釋放其兩端過電壓，保持在與直流側母線電壓接近相等狀態。

5 實驗驗證

為了進一步驗證，基于繞線電機搭建了雙鉗位三電平逆變器樣機實驗平臺，功率開關器件選用Infineon FF650R17IE4雙管IGBT模塊，直流母線電容為2x5000 μF的薄膜電容，鉗位電容為1200 μF薄膜電容，控制系統采用TMS2812+Xinlinx CPLD/FPGA結構，實驗波形如圖7所示。

圖7(a)～圖7(e)分別為AB相之間線電壓波形、中點電位波形、功率開關器件關斷過電壓波形、A相鉗位電容兩端電壓波形及輸出電流波形。由圖7(a)可見，線電壓Uab共有5種電平狀態，與圖6(a)仿真結果一致；由圖7(b)可見，中點電位波動較小，實驗測得中點電位波動在±42 V左右，可算得直流紋波系數約為3.75%；由圖7(c)可見，當負載電流為305 A時，功率開關器件Sa2關斷過電壓約為600 V，通過鉗位電容的鉗位作用有效控制了功率開關器件的關斷過電壓；由圖7(d)可見，鉗位電容兩端電壓穩定在600 V上下波動，可見本文所采用的鉗位電容控制方法能夠有效實現鉗位電容電壓的控制；由圖7(e)可見，負載電流波形正弦度良好。由實驗結果可見，雙鉗位三電平逆變器拓撲結構能夠有效保持中點電位的穩定，并抑制功率開關器件關斷過電壓。

圖7 實驗波形

6 結 語

本文以雙鉗位三電平逆變器為研究對象，詳細分析了其工作原理，并對其平衡控制方法進行了研究，分別提出了鉗位電容電壓及直流母線電容電壓平衡的控制方法。通過Matlab仿真及基于雙繞線電機實驗平臺進行了驗證，結果均證實了控制方法的有效性及該拓撲結構在穩定中點電位及抑制過電壓方面的優越性。