基于并聯DPMZM的大動態范圍微波光子混頻系統

高永勝，史芳靜，譚佳俊，樊養余

（西北工業大學電子信息學院，陜西 西安 710072）

1 引言

微波混頻器是現代電子系統接收模塊的重要組成部分，廣泛應用于無線通信[1-2]、雷達[3]等電子系統[4]的收發機中。目前，微波混頻技術已經趨于成熟，但頻率依賴明顯，隔離度差，因此傳統的微波混頻器常面臨帶寬受限[5]、電磁干擾[6]等問題，難以滿足先進電子系統的性能需求。

微波光子信號處理是結合了微波學與光子學的新興技術，旨在通過光子學方法實現微波信號的混頻、濾波、傳輸等處理。由于其天然的大帶寬、抗干擾屬性，微波光子混頻能夠在帶寬和抗電磁干擾方面突破傳統微波混頻器的電子瓶頸[7]，近年來得到了廣泛研究。目前，微波光子混頻的實現方法主要包括基于直調激光器[8-9]、基于外部調制器[10-15]、基于光電探測器[16-17]和基于其他非線性效應[18-20]。外部電光調制器帶寬大（商用器件帶寬為60 GHz以上），調制方式靈活，效率高，因此基于外部調制器的微波光子混頻是當今的研究熱點。

然而，由于電光調制器固有的非線性電光調制函數，在輸入調制器的射頻信號較大時，混頻輸出的射頻信號會出現畸變失真，從而限制系統的功率動態范圍。針對該問題，學術界開展了一系列的研究。目前，針對外部調制微波光子系統的線性度優化方法分為電域優化和光域優化。文獻[10]利用雙平行馬赫?曾德爾調制器（DPMZM,dual parallel Mach-Zehnder modulator）完成電光調制，并在光電探測器（PD,photodetector）后端采用一種僅需要本振（LO,local oscillator）信號調制指數的簡單后處理算法來抑制三階交調失真（IMD3,third order intermodulation distortion），最終將系統的無雜散動態范圍（SFDR,spurious-free dynamic range）從提高到了。文獻[11]利用雙驅動馬赫?曾德爾調制器（DEMZM,dual-electrode mach-zehnder modulator）實現了一種基于自適應后補償算法的線性化微波信號光子下變頻方案，通過對接收器中檢測到的信號進行逆變換補償了調制器的非線性。文獻[12]基于級聯馬赫?曾德爾調制器（MZM,Mach-Zehnder modulator）鏈路形式，提出一種數字后處理技術，可以同時抑制IMD3 和五階交調失真（IMD5,fifth order intermodulation distortion）。以上電域優化方案都需要在系統中引入模數轉換器（ADC,analog-digital converter）和數字信號處理（DSP,digital signal processing），這對高頻率、大瞬時帶寬信號的處理帶來了挑戰。

在基于光域處理的微波光子混頻系統線性度優化方法中，文獻[13]提出了一種基于砷化鎵雙并聯雙驅動馬赫?曾德爾調制器（DP-DDMZM,dual parallel-dual drive Mach-Zehnder modulator）的高線性度微波光子下變頻方案，該方案通過抑制輸入的光載波，設置DP-DDMZM 以全相位調制方式工作，從而實現較大幅度的射頻（RF,radio frequency）和LO 邊帶輸入，但是通過調整工作點實現線性度優化得到的改善有限，該方案的系統SFDR 僅為。文獻[14]利用相位調制器、光濾波器和光衰減器實現大動態范圍的微波光子下變頻，該方案能夠同時抑制IMD3 和IMD5，但是級聯加并聯調制器的結構使系統非常龐大，增益較低，同時光濾波器的使用也限制了系統帶寬。文獻[15]驗證了一種提高微波光子下變頻鏈路增益和線性度的方法，通過將偏振控制角設置在最佳點來抑制IMD3，利用環行器和光纖布拉格光柵重用光載波和下邊帶來提高鏈路增益。相比于級聯調制器結構的光域線性度優化方案，并聯結構在系統增益方面具有更大的優勢。此外，文獻[21-24]等研究通過使用移相器或者控制調制器的直流偏置點來提高微波光子鏈路的SFDR，然而這些方案都只是簡單的射頻信號電光調制與光纖傳輸，沒有頻率變換功能。綜上所述，目前研究報道的針對微波光子系統的線性度優化方法，有的難以兼容頻率變換功能，有的在提高動態范圍的同時難以保證較大的處理帶寬、較低的結構復雜度以及較高的混頻增益。

本文主要的研究工作如下。

1) 搭建了一套基于并聯DPMZM 的大動態范圍微波光子混頻系統，利用已有商用集成光電器件，同時實現RF 信號的傳輸和變頻功能。

2) 通過設置所有調制器都在最小點工作，抑制光載波和偶數階信號分量，同時調節電衰減器的衰減值，使輸入 2 個 DPMZM（X-DPMZM 和Y-DPMZM）的RF 和LO 信號幅度比為一確定值，進而使X-DPMZM 和Y-DPMZM 輸出信號中的IMD3 分量相等，而基波分量不相等，最終借助平衡探測器（BPD,balanced photodetector）將兩路信號中的IMD3 分量抵消，并且保留基波分量。

3) 借助數學推導，選擇2 個合適的電衰減值，使保留的基波分量最大，從而最大化系統變頻增益。

4) 仿真結果表明，本文所提方案具有良好的IMD3 抑制效果，能夠極大提高系統的動態范圍，改善系統的非線性性能。與不加非線性度優化的基于單個DPMZM 的微波光子混頻系統進行對比，驗證了本文方案的有效性。

2 方案原理及理論推導

2.1 方案原理

基于并聯DPMZM的大動態范圍微波光子混頻系統結構如圖1 所示。該系統由一個激光器（LD,laser diode）、2 個集成的DPMZM、一個光分路器、一個BPD、2 個電分束器（ES,electric splitter）和2 個電衰減器（EA,electric attenuator）組成。激光器產生的激光信號經過光分路器后等功率輸入X-DPMZM 和Y-DPMZM。RF 信號經過ES1等分為兩路，一路直接輸入X-DPMZM 的子調制器Xa 進行調制，另一路經過EA1衰減以后輸入Y-DPMZM的子調制器Ya 進行調制。類似地，LO 信號經過ES2等分為兩路，一路直接輸入Y-DPMZM 的子調制器Yb 進行調制；另一路經過EA2衰減以后輸入X-DPMZM 的子調制器Xb 進行調制。需要設置2 個DPMZM 的所有偏置點工作在最小點，并分別調整EA1和 EA2為滿足特定比例關系的衰減值；X-DPMZM 和Y-DPMZM 輸出的兩路信號分別連接到BPD 的2 個輸入端，經過BPD 內部差分放大，抵消IMD3 分量后，即可得到純凈的中頻（IF,intermediate frequency）信號。

圖1 基于并聯DPMZM 的大動態范圍微波光子混頻系統結構

2.2 理論推導

其中，ωIF=ωRF?ωLO表示輸出的中頻信號角頻率。

觀察式(3)可以發現，輸出中頻信號的基頻分量可以分為以下兩項：與mRF、mLO成正比的一階信號項和與mLO成正比、與正相關的三次諧波項。由于雙音輸入情況下，系統輸出信號中的IMD3分量與單音輸入時的三次諧波分量系數相同，因此式(3)中的一階項可以表示雙音輸入時，系統輸出RF 信號中的基頻分量項；式(3)中的三次諧波項可以表示雙音輸入時，系統輸出RF 信號中的IMD3 分量項。

假設輸入X-DPMZM 和Y-DPMZM 的RF 信號幅度分別為VRF1和VRF2，LO 信號幅度分別為VLO1和VLO2，則相應的調制指數分別表示為mRF1、mRF2、mLO1和mLO2。將X-DPMZM 和Y-DPMZM的輸出信號分別輸入BPD，則可得兩路光電流分別為

假設圖1 中2 個電分束器（ES1和ES2）等分，2 個電衰減器（EA1和EA2）的衰減系數分別為α1和α2，則對應的4 個調制指數mRF1、mRF2、mLO1和mLO2的具體表示如表1 所示。

表1 4 個調制指數對應表達式

將表1 中的4 個具體表達式分別代入式(4)、式(5)中，可得

整理式(6)和式(7)可得BPD 的輸出電流表達式為

令θXa=θYa=θa，即設置子調制器Xa 和Ya 的直流偏置角相等；令θXb=θYb=θb，即設置子調制器Xb 和Yb 的直流偏置角相等；令θXm=θYm=θm，即設置X-DPMZM 和Y-DPMZM 中主調制器的直流偏置角相等。這樣設置是為了讓X-DPMZM 和Y-DPMZM 的工作狀態相同，從而保證上下光路的傳輸特性完全一致。

根據上述思路，若要使IMD3 項為零，且保留基頻分量，則需式(9)成立。

此時，將式(9)代入式(8)，可得最終BPD 輸出的中頻信號光電流為

觀察式(10)可知，BPD 輸出的中頻信號中只有基頻分量，IMD3 被完全抑制，這樣就在信號變頻的同時優化了系統的線性度，從而提高了系統的動態范圍。

最終可得該變頻系統的變頻增益為

由式(11)可得，在完全抑制IMD3 的同時，若選擇恰當的衰減值，輸出中頻信號的基頻分量可以取得最大值，進而得到最大的變頻增益。此時需要滿足以下條件。

其中，k1,k2,k3=1,2,3…。經計算可得，當2 個電衰減器的衰減量分別為4.77 dB 和14.31 dB（實際中可用5 dB 和15 dB 固定衰減代替），且X-DPMZM 和X-DPMZM 的4 個子調制器和2 個主調制器均工作在最小點時，該變頻系統可以得到最大的變頻增益。

3 仿真實驗

本文仿真基于VPI Transmission Maker 軟件實現。為了更直觀地對比說明本文方案抑制IMD3分量、提高動態范圍（或優化線性度）的優勢，本文采用基于單個DPMZM、不加衰減器的常規微波光子混頻鏈路作為對比方案，其結構如圖2所示。優化前與優化后的系統參數設置如表 2所示。

圖2 對比方案結構示意

表2 不同方案的系統參數設置

仿真中采用頻率為6.5 GHz 和6.55 GHz 的雙音信號作為系統的輸入RF 信號，采用頻率為6 GHz的單頻信號作為LO 信號。當輸入RF 信號功率達到一定值時，系統終端輸出頻譜中會出現頻率為0.45 GHz 和0.6 GHz 的IMD3 分量。

根據式(10)可知，系統輸出的中頻信號大小與LO 信號功率有關，因此，合適的LO 信號功率值有助于提高系統的變頻增益。圖3 給出了輸入RF 信號功率分別為0、5 dBm 和10 dBm 時，系統輸出的IF 信號功率隨輸入LO 信號功率的變化情況?？梢园l現，當LO 信號功率為14 dBm 時，系統輸出的IF 信號功率最大，而當輸入LO 信號功率大于14 dBm時，輸出IF 信號功率出現下降趨勢。這是因為當輸入RF 信號功率一定時，過大的LO 信號功率加劇了系統的非線性失真現象，各階交調分量相繼出現，導致輸出的IF 信號（基頻分量）減小。因此，為了確保系統增益最大，后面的仿真中都將LO 信號功率設置為14 dBm。

圖3 系統輸出IF 信號功率隨輸入LO 信號功率變化情況

在對比方案中，當輸入RF 信號的功率為0，本振信號功率為14 dBm 時，光電探測后恢復的電信號頻譜如圖4(a)所示，可以看到，基頻和IMD3 的功率分別為?30 dBm 和?71.3 dBm，IMD3 分量較大，信號失真較明顯。

輸入RF 信號功率為0 時，本文方案系統輸出頻譜如圖4(b)所示?？梢园l現，基頻分量和IMD3 同時降低，分別為?45.3 dBm 和?102.4 dBm，此時進行優化前后的對比有失公平，難以說明優化效果。為了設置輸出基頻功率相同（都為?30 dBm），公平地進行對比，需要增加輸入系統的RF 信號功率。在本文方案中，將2 個DPMZM 并聯使用，結合式(12)給出的三階交調失真抑制及鏈路增益最大化條件，選擇合適的電衰減量和調制器偏置點后，BPD 恢復出的電信號頻譜如圖4(c)所示。經過測試，在輸入RF 信號功率為13 dBm、本振功率不變時，能夠得到與對比方案功率相等的輸出基頻信號。此時，輸出的IMD3 分量功率為?93.5 dBm，與對比方案相比，IMD3 被抑制了22.2 dB。

圖4 系統輸出的雙音信號頻譜

接下來，測試2 種方案的SFDR 水平。實驗中改變輸入RF 信號功率，并測量終端輸出的基頻、IMD3 及底噪，繪制曲線如圖5 所示。對比方案和本文方案的SFDR 分別為和。相比于對比方案，本文方案使混頻系統的SFDR 提高了17.7 dB。與文獻[13,15]相比，本文方案的SFDR 分別有12.8 dB 和23.1 dB 的提高，因此，實驗驗證了本文方案在IMD3 分量抑制和動態范圍提高方面的有效性。

圖5 系統SFDR 測量結果

觀察圖5(a)和圖5(b)可以發現，本文方案的鏈路增益比對比方案低，這主要是因為本文方案中使用了2 個DPMZM，使整體鏈路的光損耗較大，同時，電衰減器和BPD 的使用也在一定程度上減小了系統最終輸出的信號功率。實際操作中，該問題可以通過在PD 前端加光放大器進行功率補償解決。另外，本文方案底噪相比對比方案有所下降，這是因為BPD 抑制了系統中的共模噪聲（如激光器的相對強度噪聲）?？傮w來看，在本文方案中，通過選擇合適的電衰減量組合形式和使用BPD，能夠在抵消輸出信號的IMD3 分量的同時，保證鏈路增益最大、系統底噪降低，進而使系統動態范圍提高。

為了進一步研究本文方案在實際通信系統中的應用，下面用寬帶矢量信號進行仿真測試。設置矢量信號中心頻率為6.5 GHz，帶寬為150 MHz，調制格式為16QAM。RF 和LO 信號功率不變，分別觀察優化前后的輸出頻譜情況。由圖6(a)可知，對比方案中射頻輸入功率為0 會造成嚴重的信號失真；由圖6(b)可知，本文方案在射頻輸入功率為13 dBm 時，信號失真情況有較大改善。

圖6 系統輸出的寬帶信號頻譜

圖7 給出了不同方案中，輸入RF 信號功率在?40～23 dBm 變化時的誤差向量幅度（EVM,error vector magnitude）情況。當輸入RF 信號功率較小時，系統噪聲的影響比非線性影響大，此時系統的EVM 等性能主要受噪聲影響；當輸入RF 信號功率較大時，系統的非線性影響明顯超過噪聲，此時EVM 主要受非線性的影響。如圖7 所示，當輸入RF 信號功率比較小時，雖然優化后系統的噪聲降低，但是信號損耗更大，信噪比降低，所以本文方案的EVM 略微差于對比方案，例如，當輸入RF信號功率為?30 dBm 時，對比方案和本文方案的EVM 分別為1.7%和5.6%。但是當輸入RF 信號功率比較大時，EVM 性能主要受非線性影響，經過本文方案的線性度優化以后，系統的EVM 相比對比方案明顯降低，例如，當輸入RF 信號功率為15 dBm 時，對比方案和本文方案的EVM 分別為20%和1.3%。

圖8 給出了輸入RF 信號功率分別為?30 dBm和15 dBm 時不同方案的星座圖。從圖8(a)和圖8(b)可以看出，在輸入RF 信號功率為?30 dBm 時，本文方案EVM 雖然有所降低，但是星座點只是均勻外擴分布，并沒有出現畸變，這說明，此時的EVM變化是由于噪聲引起的。而輸入RF 信號功率為15 dBm 時，由于非線性的影響，圖8(c)所示的對比方案輸出星座圖出現了有規律的畸變，經過本文方案的線性度優化以后，EVM 大幅改善，如圖8(d)所示，這主要是因為IMD3 分量被抑制。實驗表明，寬帶矢量信號經過本文方案的系統后，失真情況和EVM 性能得到了改善。

圖7 不同方案中系統EVM 隨輸入RF 信號功率變化情況

4 結束語

本文提出并研究了一種基于并聯DPMZM的大動態范圍微波光子混頻系統。利用DPMZM 實現RF 和LO 信號的并行調制，通過配置并行兩路的電光調制指數及調制器的工作點，能夠在輸出的中頻信號中大幅度抵消IMD3 分量。借助雙音信號和寬帶矢量信號測試驗證了方案優化效果，仿真結果表明，本文方案能夠實現17.7 dB 的IMD3 抑制，系統SFDR 達到。該微波光子混頻系統具有結構簡單、大帶寬、高動態范圍的優點，因此在超寬帶雷達、多頻段衛星、寬帶無線通信、電子戰等系統的射頻接收機中，極具應用潛力。

圖8 系統輸出的星座圖