多諧振控制零電壓開關單相高頻隔離逆變器

朱文杰，周克亮，汪洋，任聰 ，邱志鵬

(1.青島理工大學 信息與控制工程學院，山東 青島 266520；2.武漢理工大學 自動化學院，武漢 430070；3.國家電網濟南供電公司，濟南 250012)

0 引 言

高頻鏈逆變器相比于工頻變壓器隔離的逆變器，具有體積小，重量輕、噪聲小和造價低等特點。常規的高頻鏈逆變器由DC/HFAC/DC/AC三級變換構成，因其中間有一級是二極管整流電路，所以功率是單方向的。同時，因為功率變換等級較多，導致效率降低；兩級功率變換需要單獨的控制器，控制較復雜；直流母線的大電容會降低可靠性。雙向高頻鏈逆變器[1-9]采用DC/HFAC /AC兩級變換，不需要直流母線大電容，且只需要一個控制器即可對輸出電壓進行閉環調節。

周波變換器類型的高頻鏈逆變器，周波變換器的切換會引起變壓器副邊漏感電流和輸出電流的強制換流，從而引起電壓過沖和振蕩。為了避免這種情況，有研究者提出單極性調制中加入周波變換器切換時的交疊導通[3,5]和采用雙極性調制[5-7]的方法，雙極性調制則需要額外檢測電感電流的方向[6-7]。雖有研究者開發了鉗位電路及其相應的調制方法來抑制電壓過沖[2,8]，但其調制方法仍然需要檢測電感電流。

高頻隔離逆變器采用了單極性調制方案，并選取了全橋鉗位電路[2,11-12]以消除電壓過沖和振蕩問題。文獻[11]未給出軟開關的詳細調制策略及多諧振的控制。建立了該逆變器數學模型，并開發了多諧振控制器對該高頻鏈逆變器的輸出電壓進行高性能控制。

1 電路、調制方法和穩態工作過程

1.1 高頻隔離逆變器電路拓撲和調制方法

圖1 為帶鉗位電路的單相高頻隔離逆變器[2,4-5,11]，LK是折算到變壓器原邊的漏感，C1～C4是結電容和開關上并聯電容之和，Lf和Cf分別是濾波的電感和電容，虛線框里面是鉗位電路。

圖1 帶鉗位電路的單相高頻隔離逆變器Fig.1 HFL PWM inverter with voltage clamps

在不考慮鉗位電路的情況下，逆變器的開關方式為單極性調制，并在周波變換器切換時加入交疊時間以抑制切換造成的電壓過沖。其主要調制信號波形如圖2 所示，其中ug和uc分別代表調制波和三角載波。原邊的H橋上下管上加入了死區。對照圖2(a)與圖2(f)的波形不難看出，整個高頻隔離逆變器雖然拓撲較為復雜，但其實與常規的單相單極性PWM逆變器等價。

圖2 高頻隔離逆變器的調制方法Fig.2 Modulation of the high frequency link inverter

在調制波ug>0時，未加入鉗位電路前高頻隔離逆變器幾個載波周期的詳細波形如圖3所示。實驗結果發現在周波變換器切換處和PWM輸出的上升沿及下降沿處，仍然有電壓過沖和振蕩的現象。

圖3 未加鉗位電路高頻隔離逆變器主要波形圖Fig.3 Waveforms in detail of the HFL inverter without clamps

為了消除這些電壓振蕩和過沖，添加了一全橋鉗位電路。在不改變原有主電路開關調制方式的情況下，鉗位電路在調制波ug>0情況下的開關調制方法如圖4所示?？梢钥闯鲈谥懿ㄗ儞Q器切換時刻(比如t7和t15等)變壓器副邊電流iC和iE不再有突變，所以不會產生電壓過沖。另外還消除了由于漏感和副邊結電容諧振而在PWM輸出的上升沿和下降沿處產生的過沖和振蕩。調制波ug<0的工作情形與之類似，原邊的左右兩橋臂的角色互換，副邊上下雙向開關的角色互換。

圖4 帶鉗位電路高頻隔離逆變器主要波形圖Fig.4 Waveforms in detail of the HFL inverter with clamps

1.2 穩態工作過程分析

假設帶鉗位電路的高頻隔離逆變器已經進入穩態，濾波電感Lf遠遠大于漏感LK，且C1=C2=C3=C4=CR。在調制波ug>0時，變壓器原邊H橋中S1S2是超前橋臂，S3S4是滯后橋臂。雖然濾波電感電流iLf是交流量，但在該載波周期內認為電感電流很大，并保持不變。其工作過程類似于零電壓開關的移相全橋DC/DC變換器[15]，以ug>0為例具體分析如下：

1)t0～t1階段，如圖5(a)所示。t0時刻S3關斷，原邊變壓器漏感電流給電容C4放電，給電容C3充電，輸入電壓uAB等于電容C3上的電壓，隨著該電容的充電，其uAB開始上升。

N2繞組和N3繞組同時導通，通過S5D6支路、SC2DC6支路和SC4DC6支路提供足夠的濾波電感電流iLf。副邊繞組C和E兩點通過鉗位電路相連通，uAB=uCD=uDE=0。

在這個時間段，LK與C3、C4發生諧振，原邊電流iA<0，初始值為I0=iA(t0)，iA和電容C3、C4電壓分別是：

iA=I0cosω1(t-t0)；

(1)

vC3(t)=-Z1I0sinω1(t-t0)；

(2)

vC4(t)=E+Z1I0sinω1(t-t0)。

(3)

變壓器輸入電壓為vAB(t)=vC3(t)。

在t1時刻，C3上的電壓升高到輸入電壓E，C4上電壓降低到零，D4正壓導通，此階段結束。該階段的持續時間為

(4)

2)t1～t2階段，如圖5(b)所示。t1時刻，D4和D1導通，此時開通S4，便是零電壓開通。要保證S4上的零電壓開通，S4和S3之間的死區時間需要大于t0-1。SC2需要在S4開通之前關斷。

原邊直流電壓直接加在了原邊漏感LK上，原邊電流iA<0，向直流側回饋能量并迅速衰減，此時原邊電流為

(5)

當iA過零時，即t2時刻，D4和D1自然關斷，S1、S4導通，該階段結束，其持續時間為

t1-2=-I1LK/E。

(6)

3)t2～t3階段，圖5(c)所示。t2時刻，S4已經開通，此時S1、S4導通，變壓器原邊電流iA從零增大，但在開始階段，iA較小，不足以提供濾波電感的全部電流，所以繞組N3會繼續導通。uAB=E，原邊直流電壓直接加在了原邊漏感LK上，原邊電流從零開始增加，原邊電流值為

(7)

到t3時刻，當原邊電流iA達到折算到原邊的濾波電感電流ILf的時候，N3繞組不再有電流流過，繞組N2承擔了所有的濾波電感電流ILf。

該階段持續的時間為

(8)

這里n=N2/N1=N3/N1。

4)t3～t4階段，如圖5(d)和圖5(e)所示。直流側電源開始通過N2繞組經S5D6支路給副邊供電。SC1導通時，同SC4一起將變壓器副邊輸出鉗位到2nE，避免了輸出PWM電壓的振蕩。

原邊電流iA是

(9)

t3時刻之后開通SC1，此時SC1的集電極-發射極兩端的電位都是2nE，故SC1開通是零電壓開通。同樣在t4時刻之前要關斷SC1，其也是零電壓關斷。

5)t4～t5階段，如圖5(f)所示。t4時刻S1關斷，原邊電流iA是從S1中轉移到C1和C2兩條支路上，給C1充電，給C2放電，S1是零電壓關斷，在此階段，變壓器漏感與濾波電感Lf串聯，而且Lf很大，因此在此階段內認為iA是近似不變的，等于折算到原邊的濾波電感電流ILf，iA和電容C1、C2上的電壓為：

I4=iA(t)≈nILf；

(10)

(11)

(12)

變壓器輸入電壓vAB=vC2，t5時刻，C2的電壓降低到零，D2自然導通，此階段持續的時間為

(13)

6)t5～t6階段，如圖5(g)所示。原邊D2S4導通，副邊因鉗位電路作用，uAB=uCD=uDE=0。t6時刻S7S8開通，即S7S8支路和S5S6支路開始換流。在t5時刻之后，SC2零電壓開通，S2零電壓開通，故要求S1與S2之間的死區時間要大于t4-5。

7)t6～t7階段，圖5(h)所示。S7S8支路和S5S6同時導通，兩支路開始換流。此時uCD=uDE=0，S7S8開通是零電壓開通。同樣t7時刻，S5S6零電壓關斷。

8)t7～t8階段，如圖5(i)所示。t7時刻S5S6支路關斷，其承擔的電感電流轉移到鉗位電路中去。變壓器副邊繞組中的電流沒有瞬間的突變，杜絕了電壓過沖和振蕩現象。

圖5 帶鉗位電路高頻隔離逆變器穩態工作過程分析Fig.5 Operation stages of the HFL inverter with clamps

到t8時刻，S4關斷，又開始下一個載波周期的工作。

1.3 零電壓條件總結

1)周波變換器和鉗位電路的軟開關情況。

周波變換器的換流都是在變壓器輸出電壓uCD=uDE=0時進行的，故S5、S6、S7和S8、都是零電壓開關。

正如在調制過程中分析的那樣，可以通過調節鉗位電路中IGBT的動作時刻，能保證所有IGBT都是零電壓開斷。

2)原邊全橋電路軟開關情況。

在調制波ug>0時，變壓器原邊H橋中S1S2是超前橋臂，S3S4是滯后橋臂。在ug<0時，原邊H橋中S3S4是超前橋臂，S1S2是滯后橋臂。

如同移相全橋DC/DC電路一樣，依靠開關管上并聯的電容，能實現零電壓關斷。超前橋臂依靠漏感和濾波電感中的能量之和實現零電壓開通，而滯后橋臂只能依靠變壓器漏感中儲存的能量。所以超前橋臂實現零電壓開關更容易一些。

在高頻隔離逆變器中，濾波電感中的電流是交變的正弦量，所以濾波電感電流很小或者為零時，實現超前橋臂的零電壓開通也很困難。而且在該逆變器中超前橋臂和滯后橋臂每半個工頻周期交替一次。所以原邊全橋電路每個開關管在任何時刻都實現零電壓開關比較困難。

2 高頻隔離逆變器電路模型

2.1 等效電路

從調制主要波形圖2中可以看出，該高頻隔離逆變器等效于普通單極性單相PWM逆變器。其等效電路如圖6所示。

圖6 帶鉗位電路高頻隔離逆變器等效電路Fig.6 Equivalent circuit of the HFL inverter

該等效電路的方程為

(14)

設控制系統的采樣周期為T，式(14)的離散域模型為[10，13]：

(15)

這里φij是矩陣eAT的對應元素，gi是矩陣neAT2/2BE是的對應元素。u(k)是當前載波周期的占空比。

顯然，由上述高頻逆變器的數學模型來看，同常規單極性單相逆變器相比，其數學模型基本相同。故可采用常規逆變器的控制方法來控制該高頻隔離逆變器。

2.2 控制策略

逆變器的控制目標為，在其所能承受的負載范圍內，輸出恒壓恒頻的高質量正弦電壓。根據內模原理，多諧振控制器能夠對其諧振頻率處的正弦信號實現零誤差跟蹤并對主要的諧波進行有效的抑制[13-14]。由于單相逆變器輸出電壓中的諧波主要是3、5、7等奇次諧波，多諧振控制器采用了基波諧振控制器、多個奇次諧振控制器以及比例控制器相并聯的控制方式，即

(16)

其中：Kp是比例控制系數；Kn是各比例控制系數；ω0是期望輸出電壓的角頻率。

3 實 驗

多諧振控制的高頻隔離控制框圖如圖7所示。

圖7 多諧振控制高頻隔離逆變器框圖Fig.7 MRSC controlled high-frequency inverter system

實驗中的參數表如表1所示。

表1 實驗參數表Table 1 Main Circuit Parameters

未采用鉗位電路的單極性調制高頻隔離逆變器中高頻變壓器的原邊和兩個副邊電壓如圖8所示?？梢钥闯鲎儔浩鞲边呺妷涸谥懿ㄗ儞Q器切換處和PWM上升下降沿處都有電壓過沖和振蕩，并會施加到周波變換器和LC濾波器上，會引起額外的功率損耗、開關管損壞和輸出電壓的諧波量增加。

圖8 無鉗位電路高頻隔離逆變器變壓器原邊電壓uAB和副邊電壓uCD、uDEFig.8 Primary voltage uAB and secondary voltage uCD,uDE of the High-Frequency Link Inverter

在調制波正半波，加入有源鉗位電路的單極性高頻隔離逆變器的開關波形如圖9所示?？梢钥闯龀皹虮跾1能夠實現零電壓開關，S2也是同樣的情況。而滯后橋臂里S3能實現零電壓關斷，零電壓開通實現困難。S4與S3情況相同。鉗位電路中SC1能實現零電壓開通和關斷，SC2、SC3、SC4與SC1情況相同。

圖9 帶鉗位電路高頻隔離逆變器的開關波形Fig.9 Switching waveforms of the HFL inverter

周波變換器里S5S6實現了零電壓開關，S7S7與S5S6情況相同。不難看出，在采用了全橋鉗位電路的情況下，各主電路工作電壓波形消除了過沖。

采用多諧振(1、3、5和7次)控制器，電阻負載下和整流器負載下高頻隔離逆變器的輸出穩態電壓波形和諧波分析如圖10所示。顯然與常規PWM逆變器一樣，多諧振控制器能夠實現對該高頻隔離逆變器的高性能控制。

4 結 論

本文提出了一種含有源鉗位電路的高頻隔離逆變器，給出了其調制方法。該逆變器不僅消除了變壓器輸出電壓的過沖和振蕩現象，還實現了零電壓開關運行。分析發現其工作原理與常規PWM逆變器完全等效，建立了其數學模型，采用多諧振的控制算法對高頻隔離逆變器進行了控制。實驗表明論文所提出的高頻隔離逆變器在電阻負載和整流器負載下能輸出高質量的電壓波形，消除了電壓過沖，實現了軟開關運行。