一種通感一體化的信號設計與性能分析*

吉靜，陳偉，盧紅洋，李昌振，杜路遙

（1.武漢理工大學，湖北 武漢 430070；2.武漢興圖新科電子股份有限公司，湖北 武漢 430070；3.中國交通通信信息中心，北京 100010）

0 引言

隨著移動通信技術的發展，與傳統的5G 技術相比，新一代通信技術B5G/6G 將支持最高的載波頻率、更大帶寬、更低時延及更可靠傳輸，同時將覆蓋空天海地一體化，為用戶提供全天時、不間斷的泛在移動通信服務。

無線通信與泛在感知的深度融合是新一代通信技術發展的關鍵[1-2]，一方面它能通過各類基站快捷部署促進通信與感知相互賦能，另一方面它能有效降低能耗促進信號譜利用率。目前，各界對通感一體化（ISAC,Integrated Sensing and Communication）投入大量精力，學術界在信號設計等熱點領域進行了大量研究[3-4]，工業界在ISAC 標準化等領域投入大量人力[5-6]。

導通融合（NavCom）是ISAC 信號設計的子集，廣泛應用于數字孿生城市、元宇宙等熱點領域，北京郵電大學鄧中亮教授團隊提出了基于TC-OFDM 載波信號調制體制的室內外一體導通信號融合，經評估測試，信號精度可達米級[7]。武漢大學劉曉莉教授提出了一種基于MSK 和OFDM 的載波信號調制體制，同時通過對導航貢獻和跟蹤性能評估，得到上述兩個信號，并認為這兩個信號比論文中研究的其他信號具備更出色的性能指標[8]。中科院羅瑞丹等提出一種基于多載波復合導航信號調制方法，與現有的調制信號相比，它具備更好的跟蹤精度、抗干擾性和頻譜利用性能，可作為地基導航增強系統的信號[9]。

對于導航的載波信號設計與研究，伽利略系統早期極為重視信號設計，為此建立載波調制信號池，對包含BOCs(5,2)、BPSK(1)在內的候選載波調制信號進行了驗證，在信號層面對候選信號的各項性能指標進行地面驗證，同時在系統層面對候選信號進行指標的實際驗證，甚至為此發射試驗驗證衛星[10-12]。哈爾濱工程大學薛睿等學者提出了在S頻段上采用連續相位調制方案，并驗證它具有良好的碼跟蹤精度、抗干擾能力和多徑消除能力[13]。武漢大學王雷提出基于MSK 的擴頻調制信號，通過性能評估發現SSMSK 信號具備更好的捕獲、跟蹤性能和用戶容量[14]。

本文接下來將首先介紹通感一體化發展的基本情況、導通融合的重要性及目前通信導航一體化載波信號體制的現狀，隨后針對設計目標，對相關系統現狀進行分析梳理，進而提出通信導航一體化信號模型且進行基本性能的分析，并對碼跟蹤精度、兼容性、抗多徑、抗干擾以及通信開銷進行評估，最后進行總結和展望。

1 設計目標

1.1 應用場景

針對廣覆蓋、多接入、低延時、大容量的用戶通信感知需求，迫切需要一種適合多種場景、與現有通信系統之間改動不大的信號方案，實現單一通信維度平滑過渡到通感一體維度的能力。

系統層面，大量信號源分布在陸?？仗煲惑w全域，如圖1 所示，包括：高軌/中軌/低軌星座衛星系統，LTE 4G/5G，衛星地面基站以及近場通信系統的信號源發射全天時、全天候發射無線電波，接收機通過檢測、捕獲、跟蹤這些無線電波，可為用戶提供位置、導航、授時和通信的服務。

圖1 陸?？仗烊騼雀兄ㄐ乓惑w應用場景示意圖

擴頻信號體制層面分析，目前在通感一體化領域，正交頻分復用時間碼（TC-OFDM）具備我國自主知識產權，能很好地與地面5G 基站實現結合，實現室內位置感知增強，并被明確寫入5G-Advanced Rel-18 中，但由于覆蓋需要5G 網絡支撐，從覆蓋的廣度適合于大城市等人口稠密區域；正交時頻空分調制（OTFS）是一項相較于OFDM更新的方法，由Cohere 掌握大量知識產權，它能較好地克服相對運動中信道的時延多普勒域和時頻域變化，具備多徑易分辨、時延多普勒相對穩定和一定范圍內信道時延多普勒可定義的特點，相較于OFDM 調制，它更適合高移動場景。此外，UWB、V-OFDM 等信號也從機會信號層面有效地切入到通感一體的信號領域。

作為ISAC 的子集，天基的近地軌道衛星（LEOs）載荷信號面臨許多挑戰，一方面頻譜資源極其有限，這意味著不可能為每個系統提供專有頻段；另一方面，由于相互干擾，混雜的信號會導致系統性能急劇下降，這意味著它們難以復用或共用。

1.2 信號情況

根據ITU 的區域頻率服務劃分，RDSS 為美洲地區的主要服務，卻是歐洲、非洲、中東、北亞和亞太地區的次要服務。鑒于研究結果，ITU-R 提議，在保護主要服務基礎上，大力支持RDSS/MSS 業務融合。IRNSS 是印度空間研究局（ISRO）主導的區域型導航系統，由它的ICD 公開披露，IRNSS 的載波中心頻率為2 492.028 MHz，并由BPSK(1)和BOC(5,2)分別調制，提供標準定位服務（SPS,Standard Positioning Service）和限制服務（RS,Restrict Service）服務，其中SPS服務的最小接收功率為-162.3 dBW。全球星（Globalstar）是全球衛星系統，由48 顆LEO 星座構成，2025 年前將繼續提供移動語音和數據通信服務，它采用頻率復用技術，將16.5 MHz 的帶寬分成13 個子波束，為有效規避混疊，每個子波束為1.23 MHz 的帶寬[15-16]。

對目標頻段載波信號調制設計的主要影響為同頻系統或鄰頻系統的信號干擾，目前，S 頻段主要的同頻及鄰頻系統的參數如表1 所示：

表1 S頻段同頻及鄰頻的主要系統

目標頻段中主要天基源的服務信號歸一化功率譜密度函數如圖2 所示，盡管目前天基源S 頻段信號較多，但仍然具備較好的信號頻譜設計空間。從設計路線上看，只要保證信號擴頻方案在與現有系統間兼容性、復用性、抗干擾能力等重要特性上滿足要求，就能在工程應用理論上可行。

圖2 主要服務的信號歸一化功率譜密度函數

在信號設計中需要考慮幾個關鍵問題：

（1）頻譜復用或頻譜效率——即每赫茲所能傳輸的信息位；

（2）同頻信號之間的規劃設計，尤其是同頻段規劃信號的驗證干擾/抗干擾和相互兼容；

（3）除了傳統的時頻特征外，挖掘新的維度特征對于提取和區分PNTRC 無處不在的信號設計也非常重要。

2 模型

2.1 信號模型

本文提出的方案是多用戶正交頻分復用連續相位恒包絡調制（CE-MU-OFDM-PM,Constant-Envelope Orthogonal Frequency Division Multiplexing with continuous Phase Modulation for Multiusers）,它的帶通時域數學模型可以定義為：

其中A為信號幅度，Re{·}為實部算子，ф(t)為時變相位函數，可表示為：

且iTc≤t≤(i+1)Tc，圖3 為所提信號方案生成模型：

圖3 CE-MU-OFDM-PM信號生成模型

式(2) 中，θi是第i個符號相位。其中，h為相位調制因子，CN是歸一化常量，Ii,k為第i個符號中第k個子載波的二進制數據符號，即Ii,k=±1，Tc是符號周期，{qk(t)}第k個子載波的構形函數。

而并行的數據符號可以被表達為：

其中，ai,k為二進制偽隨機數{0,1}，而di,k為二進制導航數據{0,1}。子載波正交條件為：

假設不同符號之間的相位滿足相互獨立的條件，也就是相位中的記憶部分為零值。此時，式(1)能表達為：

2.2 功率譜密度與自相關函數

歸一化PSD 可被定義為：

其中，Sa(·)為采樣函數算子。圖4 所示為提出信號在不同子載波k下的歸一化功率譜密度函數：

圖4 CE-MU-OFDM-PM信號的歸一化功率譜密度函數

歸一化功率譜密度函數有如下特點：

（1）功率譜密度函數隨著載波數量的增加，主瓣間的距離隨之增大；

（2）歸一化功率譜密度函數中主瓣與第一旁瓣之間的幅度差值為26.5 dBW/Hz；

（3）當k=1 時，主瓣帶寬可達3.069 MHz，否則主瓣帶寬為2.046 MHz，而所有的旁瓣帶寬均為1.023 MHz。

經過反變換，CE-MU-OFDM-PM 載波信號的自相關函數（ACF）可以表示為：

其中βγ為接收機濾波前端帶寬，圖5 為所提出信號的ACF：

圖5 CE-MU-OFDM-PM信號的自相關函數

從圖5 可看出，信號方案的ACF 具備如下特點：

（1）隨著k值增大，ACF 在單一周期內存在多峰；

（2）隨著k值增大，ACF 峰間距離不斷縮??；

（3）對于同一k值，ACF 峰間的間隔相同。

上述特點能幫助接收機在已知參數的情況下可以更好地捕獲跟蹤到信號，并且具備出色的多徑分辨率能力?；谏鲜龇治?，選擇CE-MU-OFDM-PM(2)作為本文的信號調制方案。

3 性能評估

3.1 測試參數

用于導航和通信仿真評估的參數列表如表2 所示：

表2 部分仿真參數列表

3.2 導通性能評估

本節將對上一節中提出的CE-MU-OFDM-PM 調制方案與表1 中所列出的主要系統信號調制方案進行性能比較，同時也與金國平等學者提出的BOCs（5,2.5）[17]、Avila-Rodriguez等提出的MSK(10)等經典候選調制方案進行比較[18]。

這里需特別指出的是，本文所有列舉的信號調制方案中括號內的參數，僅有一個參數時，代表的是擴頻碼速率fc相對于基礎速率f0的倍數n，即：fc=nf0；而有兩個參數時，前者代表副載波速率fs相對于基礎速率f0的倍數m，即：fs=mf0，后者仍為擴頻碼速率fc相對于基礎速率f0的倍數n。

（1）精度潛力

采用碼跟蹤誤差和Gabor 帶寬作為衡量指標，仿真結果分別如圖6 和圖7 所示。

圖6 CE-MU-OFDM-PM與常見信號的碼跟蹤誤差

圖7 CE-MU-OFDM-PM與常見信號的Gabor帶寬

圖6 表明，灰色虛線標識的CE-MU-OFDM-PM 碼跟蹤精度性能出色，僅次于全球星類似脈沖樣式的SRC 調制方式，即使在載噪比為15 dB-Hz 時，碼跟蹤精度也能達到1.2 m 左右，這明顯優于其他候選信號。

圖7 表明，不同擴頻調制的Gabor 帶寬，當接收機的前端帶寬小于14 MHz 時，所提信號的Gabor 帶寬非常小，這意味它并不合適傳統的經濟型窄帶接收機。當前端帶寬超過14 MHz 時，它的梯度陡然增加，前端帶寬達到16 MHz 左右時，它取得相當于MSK(10)的Gabor 帶寬，這表明CEMU-OFDM-PM 非常適合導通一體化的寬帶接收機接收。

（2）兼容性

本文在兼容性上采用譜分離系數（SSC）和碼跟蹤譜靈敏系數（CT-SSC）為衡量指標，仿真情況如圖8 和圖9 所示：

圖8 譜分離系數矩陣

圖9 碼跟蹤譜靈敏度系數矩陣

SSC 值越小，表明混雜信號中目標信號相較于干擾信號越容易剝離。圖8 表明，所提信號在目標頻段中幾乎與每一類候選信號之間的SSC 都是最小的，這充分說明所提信號具備較好的與已存在或候選信號進行分離的特點。

而CT-SSC 越小，表明干擾信號對目標信號擴頻碼跟蹤性能的影響越小。圖9 表明，以CE-MU-OFDM-PM 作為目標信號，其他信號作為干擾信號對它產生的影響顯著小很多，而以CE-MU-OFDM-PM 作為干擾信號，對本文所列舉的目標信號的影響同樣極小。

上述結果表明所提信號在兼容性遠超其他候選信號，與現存的信號之間具備出色的剝離能力，以及對跟蹤性能的影響非常小。

（3）抗多徑能力

這里采用多徑誤差包絡和平均多徑誤差包絡作為抗多徑性能指標，基于多徑傳播模型，可將信號多徑誤差包絡定義如下[19-20]：

其中，βγ為前置濾波器帶寬，Gs(f)為擴頻信號的歸一化功率譜密度函數，d是相關距離，αi和τi是第i個多徑信號相對于直射信號相對幅度和延遲，m是多徑信號的總數。上述當多徑直達相位差φ=0°時，取“+”；當多徑直達相位差為φ=180°時，取“-”。而平均多徑誤差包絡定義如下。

仿真情況如圖10 和圖11 所示，圖10 所示的是2 500 m 以內的多徑延遲情況下不同擴頻調制信號的多徑誤差包絡，從中不難看出，灰色虛線標識的CE-MU-OFDM-PM 的多徑誤差顯著小于所列出的其他幾類擴頻調制信號，意味著在2 500 m以內的多徑延遲條件下，所提信號本身具備多徑抑制特點。

圖10 抗多徑能力比較（0～2 500 m）

圖11 平均抗多徑能力比較（0～2 500 m）

圖11 所示為2 500 m 內不同的擴頻調制信號的平均包絡，所提方案的平均多徑誤差在0.1 m 以內，而這個評估結果遠超過本文羅列出的其他任何信號，這意味著從統計意義上看，所提出的CE-MU-OFDM-PM 在不同的多徑延遲條件下具備優異的直射傳播特點和多徑抑制特點。

（4）抗干擾能力

本文在抗干擾能力上主要關注抗匹配譜和抗窄帶兩類干擾，主要關心碼跟蹤和解調兩個階段，四類抗干擾的品質因數的直方圖如圖12 所示：

圖12 CE-MU-OFDM-PM與其他信號的抗干擾能力

圖12 中，藍色矩形條標識的CE-MU-OFDM-PM 信號在解調抗匹配譜干擾性能上大幅度優于其他列舉信號，擴頻碼跟蹤抗匹配譜干擾、解調抗窄帶干擾性能上略微領先于其他信號，而在擴頻碼跟蹤抗窄帶干擾性能上小幅落后于其他列舉的信號。上述現象表明，所提出信號具備較好的抗匹配譜能力，即所提信號對來波寬帶干擾具備較好的抗干擾能力，同時也在碼跟蹤階段對窄帶干擾具備較好的抗干擾能力。

（5）頻譜復用能力

將CE-MU-OFDM-PM 的參數設置為64，即所提方案中包含64 個子載波的復用，將其與NSCC(19)信號在歸一化功率譜密度函數進行比較，如圖13 所示：

圖13 所提出信號與NSCC(19)在NPSD上的比較

從圖13 中可以看出，所提方案和NSCC(19)在歸一化功率譜密度上的主瓣帶寬均較大，更集中于一定的載波頻率偏移，同時兩者自身也具備同樣出色的主瓣旁瓣幅度比（PSR），在歸一化PSD 中一定頻率范圍內產生了類似脈沖的樣式。從信號自身幅值上比較，NSCC 的水平較所提信號高出5 dBW/Hz，它表明在低軌衛星發射機上，同等帶寬和天線增益情況下，NSCC(19)較CE-MU-OFDMPM(64)有更高的發射功率。這意味著所提信號方案相較于NSCC 具備較高的頻譜復用能力，可供更多用戶在其上實現頻譜復用，具備更高的頻譜效率。

（6）通信鏈路估算

本文在通信鏈路估算上采用比特信噪比（Eb/N0）和誤比特率（BER）作為衡量指標。

對于下行鏈路，它的比特信號比可表示為：

對于下行鏈路，它的比特信號比可表示為：

在通信上行鏈路和下行鏈路中Eb/N0的冗余量分別為18.429 9 dB～29.267 1 dB 和13.072 dB～23.826 8 dB。同時，即使在最惡劣的情況下上行鏈路的BER 也能達到1.0e-30,下行鏈路的BER 為9.47e-11，均大幅度優于1.0e-6的門限值。

綜合上述，從理論層面上，相較其他信號，CE-MUOFDM-PM 在精度潛力、兼容性、抗多徑能力、抗干擾能力、頻譜復用能力和通信鏈路開銷上均具備出色的性能表現。

4 結束語

本文提出了一種全新的ISAC 波形擴頻調制方法，它不僅繼承相位調制的特點，同時也繼承正交頻分復用的優點，且能實現通信鏈路上下行設計中Eb/N0和BER 的要求，通過仿真驗證其在理論上能滿足感知通信一體化設計的要求。從價值上看，CE-MU-OFDM-PM 可作為導通融合的潛在信號源，在LEOs 載荷甚至空基載荷上實現工程化驗證提供依據，為北斗未來具有競爭力的潛在信號方案，同時也可為未來便攜式PNTR 終端的發展提供研究理論基礎。