諧波及不平衡環境下母線諧波電壓前饋控制與鎖相環耦合機理分析

余若雪，肖建輝，張常友，張影，萬里霞，林顯富

(1. 長沙電力職業技術學院供電服務系，長沙 410100；2. 江西工程學院人工智能學院，江西 新余 338000；3. 湖南大學電氣與信息工程學院，長沙 410082)

0 引言

隨著可持續發展議題的提出以及分布式可再生能源的高速發展，三相并網逆變器作為可再生能源接入公共電網的媒介得到了廣泛應用。但由于電網中的背景諧波電壓及三相不平衡電壓成分或系統中的非線性負載使得公共耦合點(即母線)包含有大量諧波電壓和三相不平衡電壓成分[1 - 2]，且該不利成分在dq軸為非直流分量，使得基于dq軸的基頻逆變器控制輸出不僅包含直流分量，還包含諧波成分。這直接影響逆變器的控制精度。此時控制精度直接取決于逆變器輸出電流中的諧波頻率成分幅值占基波參考值的百分比。隨著系統諧波成分的增加，逆變器的控制精度將進一步惡化。為了提高基頻信號的控制精度，防止系統發生諧振不穩定，需引入額外的補償控制到原有的逆變器控制中[3]。

面對上述需求，大量學者采用了母線電壓前饋控制[3 - 6]的方法來抑制諧波。但為了有效實現特定頻率成分的控制，需要在母線電壓前饋路徑中嵌入帶通濾波器或選頻器來提取目標頻率成分。例如文獻[7 - 8]通過母線電壓前饋控制和帶通濾波器實現了不同諧波頻率下的諧波阻抗控制。值得注意的是，對于常規的可再生能源系統，逆變器的主要功能是確保有效的有功功率注入電網。但為了提高母線諧波的治理能力，逆變器系統的功率設計需要留有額外的容量用于諧波的治理，并且系統的最大電能質量治理能力也直接取決于該逆變器設計時留有的額外容量。

另外，為了使逆變器與電網同步，需要采用鎖相環(phase-locked loop，PLL)來獲取母線電壓相位，并已經有大量的學者針對鎖相環引起不穩定的機理進行了分析[9 - 12]。文獻[11 - 12]表明高帶寬的鎖相環會導致逆變器的輸出阻抗在低頻段呈現負電阻特性，從而使弱電網系統失穩。至今為止，鎖相環導致弱電網系統不穩定的機理已經被廣泛的研究，但鎖相環對系統控制性能的影響至今仍不明確[13 - 15]。逆變器控制性能的好壞和系統的穩定性同樣重要，它決定了系統參考信號的跟蹤精度，尤其是在含有大量諧波和不平衡電壓的系統?；趥鹘y的母線電壓頻率提取方法，鎖相環與母線電壓的耦合將會導致控制誤差以及參數設計錯誤等問題，進一步影響逆變器的電能質量的治理能力。

為了揭示鎖相環對逆變器控制帶來的影響，本文詳細分析了鎖相環與母線諧波電壓前饋過程的耦合關系。首先通過建立鎖相環與母線電壓的耦合小信號模型，揭示了提取過程中的耦合機理。然后基于提出的小信號模型，發現當鎖相環的帶寬提高時，母線電壓頻率的提取精度嚴重下降，從而導致逆變器的控制精度和性能進一步惡化。為了解決該耦合問題，本文提出了一種基于αβ軸的母線電壓頻率提取方法，最后基于Matlab/Simulink平臺搭建了仿真模型并驗證了該方法的正確性。

1 問題描述

本文以圖1所示的基于LC濾波的三相并網逆變器作為研究對象，其中R1、L1分別為逆變器側濾波阻抗的等效電阻和電感，Rf、Cf分別為濾波電容支路電阻和電容，R2、L2分別為電網側等效電阻和電感。直流電壓為Vdc，逆變器側輸出電流為io，電網側電流為ig，母線電壓為vpcc。其中上標“^”表示小信號變量。矩陣傳遞函數用加粗斜體表示，如G(s)，反之用斜體表示，如G(s)。時變變量用小寫斜體表示，如x，穩態變量用大寫斜體表示，如X。變量下標d和q分別表示變量在d軸和q軸下的分量。同理αβ軸下的變量定義方式與dq軸下的變量定義方式一致。

圖1 三相并網逆變器系統Fig.1 Three-phase grid-connected inverter system

圖2為考慮母線諧波電壓前饋控制的逆變器控制框圖，圖中灰色通道為母線諧波電壓前饋控制。以往研究忽略了前饋通道中鎖相環與母線諧波提取過程的耦合現象，因此導致了嚴重的參數設計誤差。為解決此問題，本文重點探索鎖相環與圖2中母線諧波電壓前饋過程的耦合機理。

圖2 考慮母線諧波電壓前饋控制的逆變器控制框圖Fig.2 Inverter control diagram with bus harmonic voltage feed-forward control

為了單獨控制母線電壓的某一頻率成分，可采用式(1)所示的帶通濾波器實現目標母線電壓的選頻操作[7]。

(1)

式中：k為諧波次數；ωbc為帶通濾波器在k次諧波下的諧振帶通寬度，本文選擇ωbc=15 rad/s；ω1電網基波角頻率。圖3給出了k=2時式(1)的頻率響應。

圖3 帶通濾波器在k=2處的頻率響應圖Fig.3 Frequency response plot of the band-pass filter at k=2

由圖1可知，帶通濾波器在選定的k頻率下對應的幅值接近1，相位接近0，因此帶通濾波器能夠有效提取母線電壓中對應k次頻率成分。由于三相基頻信號在dq軸下為直流分量，因此只需要采用簡單的PI控制器即可實現基頻信號的無靜差控制。為了統一坐標軸控制，基于dq軸的傳統母線電壓頻率提取過程如圖4所示[7,11]。

圖4 dq軸下基于帶通濾波器的母線諧波頻率成分提取Fig.4 Bus harmonic frequency component extraction based on a band-pass filter under dq axis

為了使逆變器能與電網同步，鎖相環一般用于獲取母線電壓的頻率及相位跟蹤。但這導致了鎖相環與母線電壓存在一個隱藏的耦合關系，本文將基于三相并網逆變器系統詳細分析鎖相環與母線電壓頻率成分提取過程的耦合關系，并在此基礎上進一步研究該耦合關系對系統電能質量治理的影響。

2 鎖相環與母線電壓耦合機理

為探索鎖相環與母線電壓的耦合關系，本節分析了系統相角偏差的產生原因。根據相角偏差機理進一步建立了鎖相環與母線電壓的小信號耦合模型。

2.1 系統相角偏差

線性時變系統(abc軸)可以通過坐標變換轉換為線性時不變系統(dq軸)，此時可以采用線性時不變理論分析系統，極大簡化了系統建模及分析過程。另外，根據內模原理，只需要對dq軸下的直流分量(對應三相基頻信號)采用簡單的PI控制器即可實現無靜差控制，因此基于dq軸的三相逆變器系統的控制和設計在工程上得到了廣泛應用。這種方式雖然有效簡化系統設計的復雜性，但也額外引入了系統多dq軸相角偏差的問題。

為了將三相信號投影至dq軸下，Park變換是必不可少的，但Park變換需要利用鎖相環獲取系統的相角信息。只有當系統處于穩定狀態時，鎖相環的輸出相角才能與母線電壓的實際相角保持一致。但在系統發生擾動時，鎖相環從動態到達穩態的過程中，其輸出相角與實際相角將存在一個相位差，該相位差直接導致了系統存在兩個dq軸[13]。

為了辨別這兩個dq軸下的變量，將母線電壓相角定義為系統側dq軸，用帶有下標s的變量表示，如xs；鎖相環輸出相角定義為控制側dq軸，用帶有下標c的變量表示，如xc。因此系統側母線電壓從dq軸轉向αβ軸可以表示為：

vpccαβ=ejθ1vpccdq,s

(2)

式中：θ1為母線電壓相角；vpccαβ為母線電壓成分在αβ軸下的投影，vαβ=vα+jvβ，vpccdq,s為母線電壓成分在系統側dq軸下的投影，vpccdq,s=vpccd,s+jvpccq,s。

控制側母線電壓由dq軸轉向αβ軸可以表示為：

vpccαβ=ejθvpccdq,c

(3)

式中：θ為鎖相環的輸出相角；vpccdq,c為母線電壓成分在控制側dq軸下的投影，vpccdq,c=vpccd,c+jvpccq,c。

由式(2)—(3)可得母線電壓控制側與系統側關系：

vpccdq,c=e-jΔθvpccdq,s，Δθ=θ-θ1

(4)

式中Δθ為鎖相環的動態跟蹤誤差。當系統處于穩定狀態時，Δθ≈0。

式(4)清楚地揭示了鎖相環的動態過程導致基于dq軸下控制的系統會存在兩個不同的dq軸。

2.2 鎖相環與母線電壓耦合小信號模型

為了抑制諧波和不平衡信號對鎖相環相位和頻率跟蹤精度的不利影響，本文在傳統的鎖相環結構中引入了低通濾波器，如圖5所示。

圖5 母線電壓在系統側dq軸與控制側dq軸轉換控制框圖Fig.5 The transformation control diagram of the bus voltage between system-side dq-frame and control-side dq-frame

其中Hpi(s)=kppll+kipll/s為相角跟蹤控制器，kppll和kipll分別為比例增益和積分增益。GLPF(s)=ωc/(s+ωc)為低通濾波器，ωc為截止頻率，本文中ωc=314 rad/s。TΔθ表示相角誤差的轉換關系：

(5)

結合圖5和式(5)，可得：

(6)

vpccq,c=-sin(Δθ)·vpccd,s+cos(Δθ)·vpccq,s

(7)

將式(7)代入式(6)中，可得：

(8)

由于穩態下的Δθ=0，因此線性化式(8)后得：

(9)

(10)

式中Vpccd,s為母線電壓在d軸下的穩態值。

由式(9)可知帶低通濾波器的鎖相環小信號模型如圖6所示。

圖6 基于低通濾波器的鎖相環小信號控制Fig.6 Small-signal model diagram of the LPF-based PLL

為了分析鎖相環動態過程對母線電壓頻率成分提取過程的影響，有必要研究鎖相環與母線電壓之間的耦合關系。通過式(10)和圖5得到控制側母線電壓與系統側母線電壓的耦合關系為：

(11)

線性化式(11)得到鎖相環與母線電壓耦合的小信號關系為：

(12)

式中：

由式(12)可知，由于鎖相環的原因，使得dq軸下的系統側母線電壓不等于控制側母線電壓，即鎖相環會對母線電壓的頻率成分提取過程產生極大影響。下一節將詳細分析該耦合影響。

3 鎖相環對母線諧波電壓提取過程耦合影響及其解決方法

3.1 鎖相環對母線諧波電壓提取耦合影響機理

要實現dq軸下的母線電壓特定頻率的提取，首先需要采樣三相母線電壓，然后進行Park變換得到對應的控制側dq軸下的母線電壓，再利用帶通濾波器對特定諧波頻率進行提取，具體過程如圖7(a)所示，其中GBPF=GBPF(s)I，I為2階單位矩陣。

圖7 dq軸下母線電壓提取過程及其對應的小信號模型Fig.7 Bus voltage extraction process under the dq axis and its small signal model

基于式(12)所示的dq軸下系統側變量與控制側變量關系，可得dq軸下母線電壓提取過程的準確小信號模型為如圖7(b)所示。根據圖7(b)，可得考慮鎖相環影響后的母線電壓頻率成分提取過程的小信號關系為：

(13)

式(12)表明雖然在提取母線電壓頻率成分的過程中只采用了帶通濾波器，但由于鎖相環的耦合影響，導致提取過程中存在一個額外的耦合傳遞函數Gpll,vpcc(s)。 而該傳遞函數在對應的k次頻率下的幅值和相位直接影響提取的母線電壓在第k次頻率成分的精度。

在三相三線制系統中，-1次、7次和-11次諧波為系統主導諧波(其中負次諧波表示為負序成分)，而其對應的dq軸下的頻率成分為-2次、6次和-12次諧波。因此，為了可以同時提取多個不同頻率成分，采用帶通濾波器的疊加如式(13)所示。

(13)

基于表1所列出的不同鎖相環的帶寬參數，通過式(12)—(13)，得到k=2、6、12時，Gcou(s)的qq通道成分的頻率響應如圖8所示。由圖8得出不同鎖相環帶寬下對應不同k值時的Gcou(s)的qq通道成分的幅值和相位，并列在表2中。

表1 不同鎖相環參數案例Tab.1 The cases with different PLL parameters

根據表2和圖8，可以得出鎖相環對母線諧波電壓提取過程的影響有以下兩個方面。

圖8 k=2、6、12時，Gcou(s)的qq通道成分的頻率響應Fig.8 The frequency response of the Gcou(s) with k=2,6,12 at qq-channel

表2 不同鎖相環對應不同的k下的幅值和相位Tab.2 The amplitude and phases of the different PLL bandwidth under different k

1)隨著鎖相環帶寬的增大，所提取的k次頻率母線電壓成分與實際的k次頻率母線電壓成分的偏差增大。這是由于隨著鎖相環帶寬的增大，鎖相環與母線電壓的耦合關系增大，即耦合增益Gpll,vpcc(s)變強，致使實際值與提取值偏差增大。

2)在同一鎖相環帶寬下，隨著k值的增大，所提取的k次頻率母線電壓成分與實際的k次頻率母線電壓成分的誤差會減少。這是因為鎖相環的影響主要體現在系統的中低頻段。

3.2 消除鎖相環對母線電壓提取影響的改進方法

通過上述分析可知，鎖相環與母線電壓存在強耦合關系，當鎖相環的帶寬提高時，通過帶通濾波器在dq軸下提取的母線電壓頻率成分將會受到嚴重影響，進而影響后續的控制性能。為了保證母線電壓頻率成分的提取精度以及實現母線電壓頻率成分的提取過程與鎖相環解耦，可以在αβ軸下對特定母線諧波電壓進行提取。由于在αβ軸下，系統的正序信號與負序信號都是k=1，因此采用式(14)—(15)所示的復系數濾波器[15]對正序成分和負序成分進行有效分離。

(14)

(15)

式(14)—(15)所對應的頻率響應如圖9所示，圖中GCCF+1(s)在+50 Hz處有單位增益和0 °相位，而GCCF-1(s)在-50 Hz處有單位增益和0 °相位，有效地實現了αβ軸下基頻正序和負序信號的提取。

圖9 GCCF+1(s)及GCCF-1(s)頻率響應圖Fig.9 The frequency response of the GCCF+1(s) and GCCF-1(s)

因此，本文提出的基于αβ軸的母線諧波電壓成分提取方法，可以有效解決dq軸提取過程中存在的耦合關系。具體過程如圖10(a)所示，其中GCCF+1(s)=GCCF+1(s)I，GCCF-1(s)=GCCF-1(s)I。

圖10 αβ軸母線電壓頻率成分提取框圖及dq軸等效模型Fig.10 The block diagram of the bus voltage frequency component extraction at αβ-axis and the equivalent dq-axis model

3.3 穩定性分析

由于逆變器的基頻信號通常在dq軸上進行控制，而所提出的方法是在αβ軸上提取母線電壓頻率成分，為了將變量統一在同一控制框圖下，基于dq軸與αβ軸的線性轉換關系[16 - 20]，圖10(b)給出了圖10(a)在dq軸上的等效模型。比較圖7(b)與圖10(b)可得，本文提出的方法有效消除了原方法在dq軸下提取母線電壓頻率時與鎖相環存在的耦合現象。

圖11給出了采用本文所提方法的逆變器小信號控制框圖。

圖11 基于提出的諧波提取控制的并網逆變器控制框圖Fig.11 The control diagram of the grid-connected inverter based on the proposed bus voltage frequency component extraction control

圖中Gci(s)為電流閉環控制器，包含基波PI控制及諧波比例諧振控制器，如式(17)所示。

(17)

式中：ωk為k次諧波對應的角頻率；kp為電流環比例增益；ki為電流環積分增益。

GN(s)為圖10(b)的等效傳遞函數，考慮母線諧波以及不平衡電壓，GN(s)為：

GN(s)=[GBPF(s-jω1)+GCCF-1(s-jω1)]I

(18)

Gd(s)=e-1.5TssI為數字控制的總等效延時傳遞函數，Ts=1/12.8 kHz為開關頻率。YLdq(s)為dq軸下的逆變器側濾波導納。Gpll,v(s)和Gpll,v(s)分別為鎖相環在系統側與控制側的耦合傳遞函數[10]。

(19)

(20)

式中：Vinq,s和Vind,s分別為逆變器輸出電壓在系統側dq軸下的dd通道和qq通道下的穩態值。

由圖11可得逆變器等效輸出導納為：

Ycldq(s)=[I+Gci(s)Gd(s)YLdq(s)]-1Yopdq(s)

(21)

其中Yopdq(s)為：

Yopdq(s)=YLdq(s)-YLdq(s)Gd(s)Gpll,v(s)-
YLdq(s)Gd(s)Gci(s)GN(s)-
YLdq(s)Gd(s)Gci(s)Gpll,i(s)

(22)

通過阻抗穩定性判據[10,21 - 24]，級聯系統的穩定性可由系統的反饋比率矩陣來判斷，如式(23)所示。

L(s)=Ycldq(s)Zegdq(s)

(23)

式中：Zegdq(s)為電網等效輸入阻抗，由并聯電容濾波支路阻抗及線路阻抗構成?；趶V義Nyquist準則[10,25]，系統穩定性由式(23)的兩個特征值在復平面上的軌跡決定，兩個特征值分別定義為λ1(s)和λ2(s)。因為逆變器自身及電網穩定，因此如果兩個特征軌跡均不包含(-1,0)點，則系統是穩定的。根據表3提供的系統參數，圖12給出了L(s)對應的特征軌跡，由圖可知系統是穩定的。

圖12 L(s)特征軌跡Fig.12 Characteristic locus of L(s)

為了進一步分析母線諧波頻率成分提取對系統穩定性的影響，圖13給出了不同帶通濾波器和復系數濾波器在不同帶通寬度下的L(s)特征軌跡，即ωp和ωbc。通過圖13可知，帶通濾波器和復系數濾波器的帶通寬度對系統的穩定性影響很小，證明本文提出的方法有效。

圖13 L(s)在不同CCF和BPF的帶通寬度下的特征軌跡Fig.13 Characteristic loci of L(s) under different band-pass widths of BPF and CCF

4 仿真分析

4.1 母線諧波與鎖相環耦合驗證

本文基于MATLAB/Simulink平臺搭建仿真模型對理論分析進行驗證。構造母線電壓信號成分分別為50 V+1次、10 V-1次、 5 V+7 次、 3 V-11次，基于表1所列出的3個案例，對應的dq軸下母線電壓頻率成分提取結果如圖14—17中小圖(a)所示，其中對應的頻率譜如圖14—17中小圖(b)所示。

圖14 三相母線電壓波形及其頻率譜Fig.14 Three-phase bus voltage waveform and the corresponding frequency spectrum

圖15 案例1下基于傳統方法的仿真波形Fig.15 Simulation waveform with traditional method under case 1

圖16 案例2下基于傳統方法的仿真波形Fig.16 Simulation waveform with traditional method under case 2

圖17 案例3下基于傳統方法的仿真波形Fig.17 Simulation waveform with traditional method under case 3

通過仿真結果可以看出，隨著鎖相環的帶寬增大，母線電壓頻率成分提取精度嚴重降低，并且所降低的增益比例與表2所列出的偏差結果一致。這表明在dq軸下進行母線電壓頻率成分提取操作時，存在嚴重的耦合現象。該耦合成分直接影響提取頻率成分的精度，從而間接影響后續逆變器的電能質量控制精度。

通過3.2節可知，為了消除鎖相環對母線電壓頻率成分提取的影響，本文將其變換到αβ軸進行提取?；趫D10所示的控制框圖，圖18(a)給出了在案例3下的基于αβ軸的母線電壓頻率成分提取結果，且圖18(b)給出了對應提取成分疊加后的頻率譜。通過仿真結果可以看出，即使在高帶寬的鎖相環條件下，基于αβ軸實現的母線電壓頻率成分提取過程不受鎖相環的影響，能夠準確地提取成分。

圖18 案例3下基于提出方法的仿真波形Fig.18 Simulation waveform with the proposed method under case 3

4.2 整體系統母線諧波電壓治理驗證及比較

從上述分析得知，鎖相環與dq軸的母線諧波提取過程存在嚴重的耦合關系。高帶寬鎖相環直接導致了母線諧波電壓頻率成分提取精度的惡化，為驗證PLL對母線電能質量治理過程的影響，將311 V電網電壓中加入10 V-1次和10 V+7次諧波。圖19(a)給出了母線電壓在引入dq軸的母線電壓前饋控制前后的波形，圖19(b)對比了案例1和案例3下的dq軸控制的母線電壓波形。仿真結果表明，當鎖相環的帶寬較低時，逆變器能夠有效地治理母線諧波電壓成分，但是當鎖相環的帶寬提高時，逆變器對母線的諧波治理能力嚴重下降，這是因為在母線諧波電壓過程中無法準確提取到母線中需要被補償的諧波成分。

圖19 dq軸控制下母線電壓波形Fig.19 Bus voltage waveform with dq-frame control

圖20給出了采用本文提出的αβ軸的母線電壓前饋控制時的案例1和案例3的母線電壓。仿真結果證明，采用本文提出的αβ軸的母線諧波電壓提取方法，鎖相環帶寬的升高不影響母線諧波電壓的治理能力。

圖20 采用αβ軸母線諧波電壓提取方法下的母線電壓Fig.20 Bus voltage waveform using the proposed method of bus harmonic voltage extraction under αβ-axis

為進一步驗證鎖相環對dq軸母線諧波電壓前饋控制的諧波治理影響以及提出的αβ軸母線諧波電壓前饋控制的諧波治理有效性，此處基于案例3參數，分析上述兩種方法在復雜的諧波電壓環境的性能。為模擬復雜的諧波電壓環境，額外的20 V-1次，20 V+7次，10 V-11次諧波信號加入電網電壓中。其中圖21和圖22分別給出了在0.5 s時引入dq軸母線諧波電壓前饋控制的諧波治理策略及αβ軸母線諧波電壓前饋控制的諧波治理方法的母線電壓仿真波形，圖23為對應方法下的頻譜分析圖。

圖21 案例3下引入傳統方法的母線電壓波形Fig.21 The bus voltage waveform with the traditional method under case 3

圖22 案例3下引入本文方法的母線電壓波形Fig.22 The bus voltage waveform with the proposed method under case 3

圖23 圖21和圖22的電壓波形頻率譜Fig.23 Voltage frequency spectrum of Fig.21 and Fig.22

從該仿真結果可以看出，當鎖相環有較大帶寬時，采用傳統的dq軸母線諧波電壓前饋控制的諧波治理策略無法實現對母線諧波電壓的治理。且由頻譜分析可知，在引入治理前的母線電壓總諧波失真 (total harmonic distortion，THD) 值為7.06%，而引入了傳統方法后，THD值變為6.17%。相比之下，采用本文提出的αβ軸母線諧波電壓前饋控制的諧波治理方法，母線電壓的THD值從6.99%降為3.43%，母線電壓質量得到了明顯的改善。

圖24—25分別給出了在具有不同帶通濾波器和復系數濾波器的參數(ωbc=15 rad/s、ωbc=55 rad/s；ωp=15 rad/s、ωp=55 rad/s)時的母線電壓波形，從仿真結果得出，不同的ωp值以及ωbc對諧波治理的影響較小。

圖24 帶通濾波器的不同帶通寬度參數下的母線電壓Fig.24 Bus voltage under different band-pass width of the BPF

圖25 復系數濾波器的不同帶通寬度參數下的母線電壓Fig.25 Bus voltage waveform under different band-pass width of CCF

綜上所述，基于傳統dq軸的母線諧波前饋的電能質量治理方法受鎖相環帶寬的影響，并且隨著鎖相環帶寬的增大，諧波治理能力下降。但基于本文提出的基于αβ軸的母線諧波電壓前饋控制的諧波治理方法，能夠有效解決鎖相環帶寬對電能質量治理的影響。并且逆變器系統既能保證快速的系統相位跟蹤，也能保證高精度的諧波治理能力。

5 結語

本文詳細分析了鎖相環與母線電壓頻率提取控制的耦合影響機制，并提出了一種能夠有效解決這種耦合的母線電壓提取方法。首先建立了鎖相環與母線諧波電壓耦合小信號模型，并依據此模型首次揭示了鎖相環與母線電壓頻率提取過程的耦合機理。理論分析發現，當鎖相環的帶寬提高時，母線電壓頻率的提取精度嚴重下降，進而導致逆變器的控制精度和性能惡化。為了解決上述耦合問題，本文提出了一種基于αβ軸的母線電壓頻率提取方法。最后通過MATLAB/Simulink搭建仿真模型有效地證明了鎖相環帶寬的提高會嚴重影響逆變器對母線諧波電壓的治理能力。采用本文提出的基于αβ軸的母線電壓頻率提取方法，鎖相環能夠與逆變器的電能質量治理過程解耦，從而保證了逆變器的諧波治理能力。