基于磁耦合諧振式海下無線電能與信息共享耦合線圈分時傳輸方法

張 杰，趙 航，許知博，周 磊，楊 磊，張元啟

（1.國網咸陽供電公司，西安 712000；2.西安理工大學電氣工程學院，西安 710054）

隨著電力電子技術和控制技術的快速發展，能量和信息傳輸逐漸從傳統以電纜為媒介的傳輸方式向無線傳輸方向發展。尤其是對需要長時間在水介質中工作的電氣設備而言，能量供應是維持其正常工作的關鍵因素，但經由電纜進行物理連接的傳統傳輸方式在水介質中運用極為不便且存在安全隱患。傳統的海下設備電能補給方式主要有3 種：電纜供電、打撈回收后-儲能裝置插拔式充電、打撈回收后-更換儲能裝置[1-3]，這極大限制了海下電氣設備的活動范圍、執行能力以及在海下持續運行的時長，所以發展新型海下供能方式正成為當前研究熱點。

無線電能傳輸是新型電能傳輸方式研究的重要方向[4-5]，當前主要的無線電能傳輸技術主要有：磁耦合諧振式[6-13]、電場感應式[14-17]、微波輻射式[18-20]、激光式[21-22]等。由于海下環境對微波輻射式、激光式以及超聲波式等幾種無線電能傳輸方式影響較大，所以其不適合用于海下無線電能傳輸。磁耦合諧振式和電場感應式無線電能傳輸是當前研究熱點。在很多應用中，能量傳輸往往伴隨著信息傳輸，所以海下無線信息的傳輸也逐漸受到重視并發展[23]。

鑒于頻移鍵控FSK（frequency-shift keying）調制方式簡單，易于實現，并且解調不需恢復本地載波，可以異步傳輸，具有抗噪聲和抗衰落等優點，為實現海下電氣設備在能量供應的同時也能進行可靠的信息傳輸，本文基于二進制頻移鍵控2FSK（binary frequency-shift keying）調制原理，設計一種無線電能與無線信息共享耦合線圈傳輸系統。該系統可以實現電能和信息同時進行無線傳輸以對海下電氣設備進行供電和數據高速率傳輸。本文介紹了基于磁耦合諧振式海下無線電能傳輸方法的結構設計和原理以及信息傳輸的2FSK 通信方法原理，論述了系統硬件部分的設計結構以及控制方法，通過仿真及實驗驗證了所提方法的可行性。

1 系統結構及原理

本文設計的磁耦合諧振式海下無線電能和信息共享通道傳輸系統的電路模型如圖1 所示，系統結構選擇了串聯電感式無線功率傳輸拓撲，采用電容補償網絡。在初級側，通過全橋逆變電路將輸入的直流電壓轉換為高頻交流電壓；在次級側，副邊線圈兩端電壓經過全橋二極管整流電路供給負載。功率傳輸控制晶體管開關EO被接入到全橋電路的中線中，因此，可以調整功率傳輸周期。

圖1 海下無線電能和信息共享通道傳輸系統拓撲結構Fig.1 Topology of undersea wireless power and information shared channel transmission system

由圖1 可見，在初級側，用于數據傳輸的發射機單元由FSK 調制模塊、功率放大器和數據傳輸晶體管開關SO組成；在次級側，用于數據傳輸的接收器單元由帶通濾波器、功率放大器和FSK 解調模塊組成。數據傳輸可以用晶體管SO來控制。EO和SO互補地導通和截止，操作時序如圖2 所示，其中1 表示開關管開通，0 表示開關管關斷。

圖2 共享通道傳輸系統的晶體管工作波形Fig.2 Working waveforms of transistor in shared channel transmission system

1.1 基于磁耦合諧振式海下無線電能傳輸方法

基于磁耦合諧振式海下無線電能傳輸的主電路結構[24]如圖3 所示，在能量發射電路中，逆變器將直流源轉換成大功率交流方波，通過耦合線圈傳輸到能量接收電路，經過整流、濾波供給直流負載使用。為了達到系統傳輸過程中的最大能量傳輸效率，電能發射電路由補償電容CP和耦合線圈原邊自感LP組成LC 諧振結構，高頻信號激勵發射線圈感應出交變電磁場，通過耦合諧振作用，在副邊線圈上感應出磁場，實現電能的高效率傳輸。

圖3 海下無線電能傳輸系統拓撲結構Fig.3 Topology of undersea wireless power transfer system

對圖3 中系統主電路的逆變器、整流器和濾波器等拓撲結構及器件進行簡化，可得到如圖4 所示的等效電路模型。其中：Vdc為直流源；VP為直流電源經高頻逆變后產生的交流方波信號；LP、LS和M分別為原邊、副邊耦合線圈的自感和互感；RP、RS和Req分別為原邊、副邊耦合線圈的等效總電阻和負載側電阻；CP和Co分別為原邊的諧振補償電容和整流側的濾波電容；IP和IS分別為原邊、副邊的主電路電流[25-28]。

圖4 海下無線電能傳輸簡化等效電路Fig.4 Simplified equivalent circuit for undersea wireless power transfer

根據圖4 以及基爾霍夫定律，可得系統的初級回路、次級回路各參數關系為

式中，ω 為角頻率。原邊補償電容與原邊線圈自感滿足諧振狀態，有

整流橋與負載R 的等效阻抗[29]為Req，滿足

式（1）～式（4）經整理可得原、副邊電流關系為

當IWPT（inductive wireless power transfer）系統工作在一個固定的負載范圍時，其負載阻值的變化范圍在規定的區間，且系統工作在高頻狀態，此時（RS+Req）/jω 便可以忽略不計，則系統副邊電流可以表示為

由式（7）可以看出，原邊串聯補償、次級不補償拓撲網絡的初、次級電流之間沒有相位差，當初級電感電流處于過零點時，次級也處于過零點，則磁耦合諧振無線電能和信息傳輸系統處于零能量儲存狀態，此時便可以將系統進行能量和信息傳輸的功能切換[30]。

1.2 基于磁耦合諧振式海下無線信息傳輸方法

現代通信系統為提升信息傳輸的可靠性，一般采用數字調制方法對信息進行處理。數字調制即將二進制數字序列映射成一組相應的信號波形，這些信號波形的差別主要在于幅值、相位、頻率，或是兩個或多個參數的組合，最終用載波信號不同的特征代表二進制數據流并在物理信道上傳輸[31]。

IWPT 系統能量信息共享通道傳輸技術，利用能量耦合線圈，在能量傳輸的間隔期間完成信息傳輸?？梢酝ㄟ^幅移鍵控ASK（amplitude-shift keying）、FSK、相移鍵控PSK（phase-shift keying）等方式[32]將調制后的信息加載到耦合線圈兩端進行傳輸。由于需要維持能量的連續輸出，故信息傳輸時間不宜過長，為保證信息的傳輸速率，需提高信息的載波頻率，FSK 方式的系統結構簡單、傳輸效率穩定、易于解調，因而本文選擇2FSK 調制方式，即采用2 個不同頻率的載波來代表bit 0 和bit 1，設高頻率為fH，低頻率為fL，其信號表達式為

式中：sFSK為2FSK 調制方式下產生的信號；A 為信號幅值。

1 個2FSK 信號可看作是2 個不同載頻的ASK信號的疊加。BFSK 以高頻載波信息的幅度為定量，高頻載波信息的頻率表征數字信息。利用選通開關（選通開關的控制信息即為要進行傳輸的數字信息）對2 種不同頻率的高頻載波進行輸出控制：當數字信息為“0”時，選通開關1 導通，選通開關2 斷開，高頻載波fH通過，輸出頻率為fH的載波；當數字信息為“1”時，選通開關2 導通，選通開關1 斷開，低頻載波fL通過，輸出頻率為fL的載波。

2 系統硬件設計

海下電能與信息共享通道傳輸框圖如圖5 所示，MCU 控制逆變器產生高頻交流方波，經過補償網絡轉換為交流正弦波后加載到發射線圈兩端，接收線圈側經全橋整流、電容濾波后供給負載使用?，F有的一些頻移鍵控調制器是利用固定功能的集成電路和電纜相結合來實現，具有集成塊多、布線復雜、易出錯和體積大等缺點。本設計采用Intel（Altera）的Cyclone IV 系列的現場可編程門陣列FPGA（field programmable gate array）芯片，型號為EP4CE10F17C8的開發板，其在系統集成領域有著諸多優點，可有效減小實物設計的體積、降低成本、提高可靠性等。在軟件設計方面，使用VERILOG 語言在Quartus II軟件開發平臺上進行編程仿真，具有良好的可移植性和兼容產品升級的系統性。具體實現方式為：數字基帶信號經過FPGA 內部集成的2FSK 調制、DA轉換以及功率放大模塊加載到共用的耦合線圈兩端，接收線圈經過非相干解調后獲取到數字信息，供后續控制、調試使用。

圖5 海下電能與信息共享通道傳輸框圖Fig.5 Block diagram of undersea power and information shared channel transmission

2.1 逆變電路與開關周期控制

逆變電路是磁耦合諧振式無線能量傳輸系統的核心部分，負責將直流電源轉換成高頻交流信號，以便通過耦合線圈發射到接收回路。在無線供電數據傳輸系統中，還要通過FPGA 完成信號的2FSK 調制。逆變電路和切換開關電路的設計和性能直接決定了能量信號和數據信號能否在系統中有效傳輸，是數據信號能被正確提取和解調的先驗條件[33]。

本文使用如圖6（a）所示的全橋逆變電路，采用氮化鎵芯片經由PWM 信號控制產生高頻逆變方波，以便電路高功率、高效率的傳輸電能。由于系統諧振網絡為高頻交流信號，因而一般的機械式開關無法滿足系統高頻要求，常見的功率開關器件雖然滿足高頻要求，但無法滿足交流雙向傳輸特性。本文使用的電能、信號切換開關及其驅動方式，利用共S 級串聯MOSFET 反向導通特性[34]，以及導通器件開關頻率高的特性，完成功能切換開關控制。驅動采用IR2010S 驅動一組MOS 管開通關斷，另一切換開關同理，如圖6（b）所示。

圖6 全橋逆變器與切換開關驅動電路示意Fig.6 Schematic of full-bridge inverter and switching switch drive circuit

為了控制H 橋逆變器的4 個氮化鎵逆變開關以及切換開關按照要求正確開啟，需要對逆變開關驅動輸入兩路互補的方波以及合適的死區時間防止上、下管同時導通。本文采用TMS320F28027 芯片作為逆變器驅動芯片和電能、信號切換開關驅動芯片，逆變開關和切換開關的控制信號如圖7 所示，切換開關周期是逆變開關周期的整數倍，如圖2所示。

圖7 逆變開關與電能、信息共享通道開關周期控制Fig.7 Inverter switch and switching cycle control of power and information shared channel

2.2 信息的2FSK 調制

本文采用2FSK 調制方式對傳輸的數字信息進行調制，根據2FSK 調制原理，在FPGA 里面搭建所需功能模塊如圖8 所示[35]，包含2 個存儲載波頻率為1 MHz 和2 MHz 數據的ROM_IP 核、一個基帶輸入信號以及一個多路選擇器，多路選擇器通過基帶信號對存儲的載波信號進行讀取。選擇2 種存儲載波頻率主要考慮的是系統設置的載波頻率大小比逆變開關電路工作頻率高出一個數量級，便于后續信息的解調?；贔SK 的調制方式，采用MHz 級別的載波頻率主要是提高信息傳輸速率，另外要兼顧遠高于功率傳輸的諧振頻率（285.02 kHz）。分別采用1 MHz和2 MHz 的載波頻率是為了擴大“1”和“0”之間的頻率間距從而減小干擾，并擴大帶寬。

圖8 2FSK 調制結構與輸出Fig.8 2FSK modulation structure and output

3 仿真及實驗驗證

根據前述電路原理以及硬件電路設計在Matlab中搭建Simulink 仿真，在主電路回路中加入功能切換開關EO，在信息回路中加入功能切換開關SO（EO為能量通道切換的晶體管開關，SO為信號通道切換的晶體管開關），兩者的驅動周期互補，如圖2 所示。根據第1.1 節和1.2 節的拓撲電路分析以及實際的實驗平臺設計合適的實驗參數，實驗驗證所用耦合線圈的原邊自感約為47.97 μH，經LC 諧振公式（3）計算出原邊諧振補償電容，設計其余的系統參數，如表1 所示。

表1 磁耦合諧振式海下無線電能與信息的耦合線圈分時傳輸系統參數Tab.1 Parameters of magnetic coupling resonant undersea wireless power and information coupling coil time-sharing transmission system

圖9 是表1 參數下的Simulink 仿真中原邊主電路諧振狀態下的主電路逆變電壓、主電路電流、副邊線圈兩端電壓以及副邊電路電流仿真波形?？梢钥吹?，在傳輸周期切換時刻電能的原邊電流為0，此時原邊線圈處于零能量存儲狀態，符合前述理論，電能與信息共享通道的分時傳輸互不干擾。

圖9 電能和信號共享通道傳輸的仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of power and signal shared channel transmission

基于上述參數及仿真搭建的實驗平臺如圖10所示。根據設計要求，系統工作在LC 諧振狀態，如圖11 所示，系統輸出的逆變電壓VP與諧振電流IP經調整為無相位差工作狀態，在切換開關開通關斷瞬間，主電路電流處于過零點，其值為0，符合理論設計要求。

圖10 仿真實驗平臺Fig.10 Platform for simulation experiment

圖11 逆變電壓及原邊諧振電流Fig.11 Inverter voltage and primary-side resonant current

圖12 是表1 參數下仿真實驗平臺測試的能量與信息共享通道傳輸中僅能量傳輸狀態下的逆變電壓VP、諧振電流IP以及副邊電壓VS的實驗波形，可以觀察到在僅電能傳輸工作狀態下切換開關處于正常工作狀態，達到系統設計的要求。

圖12 僅電能傳輸狀態下逆變電壓、原邊電流和副邊電壓實驗波形Fig.12 Experimental waveforms of inverter voltage,primary-side current,and secondary-side voltage only in power transfer state

在不同環境下對信息的傳輸進行實驗，如圖13所示，以驗證信息傳輸的有效性，實驗中設置載波頻率分別為1 MHz 和2 MHz。在不同距離、不同介質下高頻信息通過耦合線圈進行傳輸，實驗結果如圖14 所示，接收端信息在不同距離（最遠傳輸距離為1 m）以及不同介質下，副邊線圈接收到的信息特征明顯，可直觀看到接收到的信息具有2 個不同的載波頻率，便于后續信息的提取。

圖13 調制信息傳輸裝置測試Fig.13 Testing of modulation information transmission device

圖14 調制信息傳輸實驗對比Fig.14 Comparison of modulation information transmission experiment

電能與信息共享通道傳輸實驗波形如圖15 所示。在不同周期進行分時傳輸的實驗波形如圖15（a）所示，分別為實驗驗證平臺穩定工作狀態時系統的逆變側輸出電壓、負載側輸出電壓和原、副邊線圈兩端的電壓，信息經過2FSK 調制以及功率放大后加載到耦合線圈兩端，與通過諧振補償的電能通過切換開關控制進行分時傳輸。耦合線圈的距離對信號的影響遠小于電能傳輸，因此副邊電壓波形與調制信號幅值幾乎相同，且電能與信息相互干擾較小，信息特征明顯。

圖15 電能與信息共享通道傳輸波形Fig.15 Experimental waveforms of power and information shared channel transmission

在電能與信息分時傳輸狀態、合理的開關周期工作狀態以及整流側濾波電容與負載參數下，負載側的電壓輸出平穩，電能傳輸受切換開關周期影響較小，傳輸效率高。

圖15（b）是從副邊耦合線圈兩端對調制的信息進行解調的實驗波形，在經過半波整流、低通濾波等一系列操作后，解調后的信息與原傳輸的信號特征一致。

4 結論

與傳統的近場磁耦合能量與信息同步傳輸MC-SWPIT（magnetic coupling-simultaneous wireless power and information transfer）相比，本文所提非接觸電磁諧振式電能傳輸利用了磁場的諧振方式，不僅彌補了感應式非接觸無線電能傳輸距離短的缺陷，將信息的傳輸距離提高到米級范圍，還極大地降低了能量傳輸對環境的影響。

本文所提磁耦合諧振式感應電能和信息共享通道傳輸系統，共用一個耦合線圈進行分時傳輸，避免了其他多通道傳輸的交叉耦合帶來的建模、控制和干擾等關鍵問題，大大節省了體積和成本?；诖篷詈现C振式海下無線電能與信息的耦合線圈共享通道傳輸技術，在信息的輸送上采用FPGA 實現2FSK 高頻調制輸出，經過功率放大電路加載到耦合線圈兩端，載波頻率與電能諧振頻率相差一個數量級。采用開關通斷的定時間傳輸方式將信息通道與電能傳輸電路相互隔離，前半周期傳輸電能，后半周期傳輸信息，很大程度上減小了電能和信息傳輸的相互影響，提高了功率電路和信息傳輸的效率。系統設計采用的原邊串聯補償、副邊不補償電路，極大彌補了耦合線圈之間相互作用產生的電能對信息傳輸通道的干擾，以及系統功率傳輸的功率密度和效率問題，可以實現負載的穩定高效輸出，實現了基于磁耦合諧振式無線電能與信息共享耦合線圈的分時傳輸。