超導儲能連續脈沖電源ICCOS模塊參數分析

李海濤, 梁曉宇, 趙博, 王艷萍, 胡長勇

(1.山東理工大學 電氣與電子工程學院,山東 淄博 255000; 2.國網山東電力公司泰安供電公司,山東 泰安 271000)

0 引 言

電磁發射需要采用瞬態功率非常高的高功率脈沖電源來驅動,由于電容儲能在放電方面具有很高的靈活性,當前電磁發射用脈沖電源的主要儲能方式為電容儲能[1-2]。但是,電容儲能需要高壓電源充電,且儲能密度相對較低,使脈沖電源的體積和重量都較大,限制了其在實際系統中的應用。為了提高電磁發射用脈沖電源的儲能密度,旋轉機械儲能和電感儲能引起了相關科研人員的興趣[3-7]。旋轉機械儲能密度高于電容儲能2個數量級以上,但是其為非靜止儲能,裝置結構非常復雜,冷卻困難;電感儲能密度相對電容儲能要高1個數量級,結構簡單,易冷卻,且具有較高的放電功率,成為近年來諸多學者的研究熱點。而且,隨著高溫超導儲能技術的日趨成熟,使電感儲能脈沖電源技術展現了更大的發展潛力。

然而,在大電流或高能量的情況下,電感儲能存在換流困難的問題,在很大程度上限制了電感儲能脈沖電源的工程應用。為了解決電感儲能脈沖電源的換流問題,德法聯合實驗室在多級電感串聯充電并聯放電的XRAM電路中采用通流能力大的晶閘管作為主開關,采用半導體開關反向換流(inverse current commutation with semiconductor devices,ICCOS)技術來實現晶閘管的關斷[8]。目前,ICCOS換流技術已經成功應用于多個XRAM實驗電路[9-11],最大關斷電流達到了28 kA[12]。另外,清華大學將ICCOS換流原理應用于STRETCH meat grinder電路,提出基于ICCOS技術的STRETCH meat grinder電路以及多種衍生電路[13-14],進一步為電感儲能脈沖電源提高電流關斷能力和降低系統成本提供了技術借鑒。

基于高溫超導脈沖變壓器的脈沖電源電路是電感儲能脈沖電源的一種重要的發展類型[15-18]。該類型的電路主要用高溫超導脈沖變壓器的原邊電感來儲能,通過降壓升流的方法來產生電流脈沖。隨著超導技術的發展,超導線材的通流能力得到大幅提升,可使高溫超導脈沖變壓器電感線圈具有更高的儲能密度。而且超導電感線圈的電阻為0,對初級充電電源的功率要求也大幅降低。不過,基于高溫超導脈沖變壓器的脈沖電源電路仍然存在電感電路的換流困難問題。

鑒于ICCOS技術在換流方面的優勢,文獻[17]將ICCOS技術與高溫超導脈沖變壓器結合,提出一種基于ICCOS技術的超導電感儲能連續脈沖電源電路。在該電路中,晶閘管作為電路的主開關(斷路開關),用一個橋式電容轉換電路作為ICCOS模塊。其中,ICCOS模塊是電路的核心部分,不僅要確保晶閘管能夠可靠關斷,還要限制晶閘管兩端的電壓不宜過高。因此,ICCOS模塊參數的選擇直接關系著該脈沖電源電路能否正常運行。為了準確把握ICCOS模塊參數的選取,本文推導ICCOS模塊中電容器最大電壓及其第一周期的最小預充電壓的計算方法,并采用數值計算和電路仿真的方法得出隨電容值變化時電容器最大電壓及其第一周期最小預充電壓的變化趨勢,最后實驗驗證分析結果的正確性。該工作可為該類脈沖電源的設計提供一定借鑒。

1 脈沖電源ICCOS模塊工作原理

基于ICCOS模塊的超導電感儲能連續脈沖電源電路如圖1所示。其中,ICCOS模塊為晶閘管開關T2～T5和脈沖電容器C組成的一個橋式電容轉換電路。電感L1和L2分別為超導脈沖變壓器的一次繞組電感(超導電感)和二次繞組電感(常導電感)。根據ICCOS換流原理,電路在連續充放電工作時,需要在第一個周期對電容器C預充電,以完成對主開關T1的關斷。

圖1 基于ICCOS的超導電感儲能連續脈沖電源電路Fig.1 Superconducting inductive repetitive pulsed power supply circuit with ICCOS module

電路的工作過程為:觸發晶閘管T1導通后,初級電源Us對電感L1充電。當充電電流達到預定值,同時觸發T2和T5導通,使具有預充電壓的電容器C對L1放電,同時對T1施加反向電流,并使其承受一段時間反向電壓,保證T1可靠關斷。當C中電壓過零時,L1極性發生反轉,開始通過對C反向放電使其電流快速衰減。同時,L2在互感作用下感應出電流脈沖。該過程中,C對一次回路中的漏感能量進行回收以實現自充電,并限制快速變化的磁通在L1兩端產生的過電壓。當L1的電流衰減到0后,C保持一定的反向電壓。此時,L2按RL指數規律對負載放電。當負載電流脈沖達到預定寬度,再次觸發T1導通,使L1切換回充電狀態,同時使二次回路中的剩余能量再次轉移到L1中。圖2為電路在連續運行狀態下的典型電壓電流波形。

圖2 脈沖電源電路連續運行電壓電流波形Fig.2 Voltage and current waveforms of the pulsed power supply circuit in continuous operation

可以看出,在電路連續工作的過程中,電容器C兩端電壓將發生有規律反轉。電容器可起到限制主開關兩端電壓的作用,選取合適的電容值可以將主開關的電壓限制在一定范圍。而且電容器通過漏感能量獲得的自充電壓要遠高于其對預充電壓的要求,只要在第一個周期中電容器的預充電壓能夠將主開關關斷,則后續周期中主開關均可被可靠關斷。

2 電容器電壓計算

在電感儲能型脈沖電源中,電感電流的突變可能會導致主開關兩端產生過電壓,從而導致器件被擊穿。面對這種情況,大多采用多個開關模塊串聯分壓來提高主開關的耐壓能力,從而達到保護器件的目的。因此,降低放電過程中主開關兩端的電壓,有利于減少主開關的串聯模塊數,提高脈沖電源的可靠性、降低實驗成本。

由圖1電路的工作原理可知,ICCOS模塊中的電容器與超導儲能電感L1在放電過程中為并聯連接,其對L1的放電速度起到一定的減緩作用。晶閘管T1關斷后,其兩端的電壓實際為電容器電壓與初級電源電壓之和。因此,電容器電壓的求解是主開關電壓求解的關鍵。

由于電容器用于晶閘管T1關斷而消耗的能量相對于其預充電儲能而言非常小,可近似認為在放電初始階段電容器的能量全部轉移至電感L1中。根據能量守恒原則,可得

(1)

式中:I0為第一周期主開關關斷前L1的充電電流;Upre為電容器C預充電電壓;I01為放電過程開始前電容器電壓衰減為0時電感L1的電流,具體可表示為

(2)

由文獻[18]推導可知,在放電過程開始后脈沖電源電路可等效解耦為二階RLC子電路和一階RL子電路,如圖3所示。其中:Ueq為二次側電路對一次側的反電動勢;Leq和Req分別為超導電感儲能連續脈沖電源電路解耦后的等效參數。

由于導軌型電磁發射的負載阻抗值非常小,Ueq可以忽略不計。等效參數Leq和Req可分別表示為:

Ltot=L2+LL;

(3)

Rtot=R2+RL;

(4)

(5)

(6)

式中M為電感L1和L2的互感。

圖3(a)電路電流的表達式為:

i1(t)=

(7)

Δ=L1Ltot-M2。

(8)

式中α、ωd和β為RLC子電路的特性參數,其表達式分別為:

(9)

(10)

(11)

(12)

根據式(7)電流公式,可通過積分得到電容電壓為

uc(t)=

(13)

可以看出,電容器的電壓Uc與電容值C成負相關關系,若要得到較低的最大電壓Ucm,則不宜選取過小的電容值。另外,主開關的電壓為電容器電壓與初級電源電壓之和,而由于超導電感的初級充電電源電壓通常較低,則主開關的最大電壓可近似等于電容器最大電壓,即

Usm=Us+Ucm≈Ucm。

(14)

因此,在選擇ICCOS模塊電容值時,應綜合考慮ICCOS模塊的關斷功能與限壓功能,確保電路的平穩可靠運行。

3 電容器預充電壓選取

ICCOS模塊中的電容器應產生足夠的電流脈沖使流過主開關晶閘管的電流為0,且晶閘管電流過零之后,還應承受一段時間的反向電壓。這要求電容器電壓在晶閘管過零后仍高于初級電源電壓。超導電感對初級電源的電壓要求較低(幾伏至幾十伏),這有利于降低電容器的預充電壓,從而降低預充能量,提高電感儲能脈沖電源系統的能量密度。

根據文獻[19]的方法,主開關反流關斷過程等效電路如圖4所示。其中:Lc是線路和電容器的寄生電感;Upre為預充電壓;晶閘管T1視為理想開關。

圖4 主開關反流關斷過程的等效電路Fig.4 Equivalent circuit of the turn-off process of the main switch

由于Lc非常小,且產生反流脈沖ic的時間非常短,ic在晶閘管T1的電流過零之前可以近似認為是線性變化的,其變化率可表示為

(15)

假設反流關斷階段的起始時間為t1,晶閘管電流過零的時間為t2,則反向電流脈沖的時域可表示為

(16)

電容器從產生反向電流脈沖到主開關晶閘管電流過零的時間段為反向電流脈沖的上升時間,即

(17)

式中I0為第一周期主開關關斷前L1的充電電流。tr時間段內的電容器電壓變化量可表示為

(18)

在t2時刻電容器的電壓可表示為

uc(t2)=Upre+Δu1。

(19)

晶閘管T1電流過零后,仍要承受一段反向恢復時間tq的反向電壓才能可靠關斷。對于快速晶閘管,tq僅為數十微秒,又因為預充電壓相對較低,故可認為晶閘管在反向恢復階段L1的電流不變。

根據電容器的電壓電流關系,tq時間段內電容器的電壓變化量Δu2為

(20)

假設在t3時刻晶閘管T1完全關斷,電容器的剩余電壓為

uc(t3)=uc(t2)+Δu2。

(21)

根據晶閘管的關斷條件,若uc(t3)高于Us,則晶閘管T1能夠可靠關斷。由式(18)～式(21)可得電容器的預充電壓需要滿足的條件為

(22)

式(22)中,tq取決于晶閘管元件特性,預充電壓Upre主要受電容值C、電源電壓Us和充電電流I0的影響。在實際系統中,Us和I0一定的情況下,ICCOS模塊的參數設計應考慮電容器預充電壓Upre和電容值C的關系。此外,考慮實際開關器件存在一定的導通壓降和寄生參數,而且很難獲得精準的晶閘管反向恢復時間,因此在實際應用中需要在式(22)中對電容器預充電壓適當增加一定裕量。

4 仿真與實驗

4.1 仿真分析

為了驗證ICCOS模塊中電容器最小預充電壓和放電過程中電容器最大電壓計算方法的正確性和有效性,本文基于實驗室現有小型高溫超導脈沖變壓器參數進行了相關的仿真對比。

小型高溫超導脈沖變壓器線圈如圖5所示。其原邊總匝數為160匝,由高溫超導帶材Bi2223/Ag繞制。其副邊總匝數為12匝,由銅板切割而成。液氮下測得線圈參數如表1所示,仿真和實驗中的其他電路參數如表2所示。

表1 高溫超導脈沖變壓器的參數

表2 仿真和實驗中的電路參數

圖5 小型高溫超導脈沖變壓器實物Fig.5 Photo of the small high temperature superconducting pulsed transformer

電路仿真選用Simplorer軟件平臺,電路中所有開關的導通壓降和導通電阻都選擇默認參數值,分別為0.8 V和1 mΩ。通過在仿真中多次調整預充電壓值,確定不同電容值對應的最小預充電壓值。圖6為不同電容值情況下對電容器預充電壓的計算和仿真結果對比。

圖6 電容器預充電壓的計算和仿真結果Fig.6 Calculation and simulation results of the capacitor pre-charged voltage

仿真結果顯示,電容從50 μF變化到300 μF,需要的預充電壓從122 V降低到29 V?？梢钥闯?當電容值增大時,關斷主開關晶閘管所需要的預充電壓逐漸降低,且電容值越大,預充電壓降低的趨勢越平緩。仿真結果的曲線總體上在公式推導結果的曲線之上,但兩者差距不大且具有相同的變化趨勢,初步證明了電容器預充電壓計算方法是可行的。

為了與后面實驗部分形成統一,仿真過程中采用的預充電壓值為理論電壓的1.5倍以上,與后文實驗部分的預充電壓值相同。圖7為電容器電壓峰值的電路仿真與公式推導結果對比。仿真結果顯示,電容從50 μF增大到300 μF時,電容最大電壓從427 V降低到217 V。整體上公式推導結果與仿真結果的差距較小,且兩者隨電容值的變化具有相同的變化趨勢。當電容值較小時,通過增大電容值來降低電容最大電壓的效果越明顯。

圖7 電容最大電壓的計算和仿真結果Fig.7 Calculation and simulation results of the maximum capacitor voltage

由以上仿真結果可以看出,ICCOS模塊中電容器的取值與主開關的關斷和對主開關的限壓2種功能密切相關,且都隨著電容值的增大而降低,整體趨勢呈現明顯的非線性。由于原邊電感為超導電感,對初級電源要求較低,因此,電容器預充電壓遠小于其電壓峰值,這使得連續脈沖輸出模式的起動較為容易。

4.2 實驗驗證

為了驗證仿真和公式推導結果,搭建了實驗電路,如圖8所示。其中初級充電電源采用5 V恒壓電源,主開關及ICCOS模塊中的晶閘管都選用MTK-220型晶閘管模塊(其通流為220 A,耐壓為1 600 V,反向恢復時間為60 μs),電容器由3個100 μF、耐壓為4 000 V的脈沖電容器通過串并聯組合以獲得不同的電容值,負載用1 mΩ的采樣電阻來模擬。

圖8 實驗電路Fig.8 Experimental circuit

實驗電路的控制信號由FPGA產生,晶閘管觸發信號脈寬1 ms,連續脈沖頻率5 Hz。信號采集系統由多通道數據采集卡USB-6351和Labview軟件平臺構成。因實際電路存在較多寄生參數干擾,最初電容器預充電壓選擇理論值附近時,主開關晶閘管關斷的可靠性較低,容易使充電電流超過超導線圈的臨界電流。為確保主開關晶閘管可靠關斷,實驗中電容器的預充電壓值調整到理論值的1.5倍以上。不同電容值下的實驗波形如圖9所示?？梢钥闯?電容值較小時對預充電壓和最大電壓的影響較明顯,隨著電容值的增加,對預充電壓的要求明顯降低,不需要預充過大電壓就可以保證脈沖電源電路可靠運行,而且主開關的電壓也可以限制在較低的范圍。

圖9 不同電容值下的實驗波形Fig.9 Experimental waveforms with different capacitance

圖10為電容器相同預充電壓下,最大電容電壓值實驗結果、公式計算結果和仿真結果對比圖。因為實際電路存在較多寄生參數,計算推導過程中進行了一定的等值忽略及開關動態特性的影響,與預充電壓的理論計算曲線存在一定誤差,使計算曲線略低于仿真曲線?？梢酝ㄟ^選取一定裕量來實現主開關晶閘管的可靠關斷。從對比結果來看,電容器最大電壓與仿真和計算結果在可接受的范圍內,其趨勢一致,初步驗證了理論分析的有效性。

圖10 電容最大電壓變化曲線Fig.10 Maximum voltage variation curve of capacitor

5 結 論

本文針對用于超導電感儲能型重復頻率脈沖電源的ICCOS模塊開展研究,從可靠關斷主開關晶閘管和限制主開關電壓兩個方面分析了ICCOS模塊中電容器的影響,并建立了小型實驗平臺,對不同電容值情況進行了測試?？梢缘贸?

1)ICCOS模塊中電容器預充電壓的取值與其電容值呈負相關,且具有明顯的非線性;

2)電容值是影響主開關電壓峰值的重要因素,隨著電容值的增大,開關電壓峰值將迅速下降且下降趨勢逐漸放緩。仿真和實驗結果初步驗證了理論分析的有效性,可以為超導電感儲能型重復頻率脈沖電源用ICCOS模塊參數的選擇提供一定的參考。