面向新疆奇臺110 m射電望遠鏡寬帶雙極化Vivaldi饋源設計*

劉海文 齊歡歡 張小林 馬 軍

(1 西安交通大學信息與通信工程學院 西安 710049)

(2 華東電子工程研究所 合肥 230088)

(3 中國科學院新疆天文臺 烏魯木齊 830011)

1 引言

Vivaldi天線因其良好的寬頻帶特性在射電天文領域得到廣泛應用.歐洲的FARADA乙(the Focal Plane Array for Radio Astronomy:Design,Access and 乙ield)項目中采用Vivaldi天線作為基本單元構造了相位陣饋源[1],能夠在2-5 GHz實現雙波束同時觀測,有效提高了單口徑射電望遠鏡使用效率.此后荷蘭APERTIF (APERture Tile In Focus)項目中同樣采用Vivaldi天線陣列,并通過數字波束合成技術實現了37個瞬時波束,將天線的效率由50%提高至75%[2].在SKA的致密口徑陣列設計中,Vivaldi天線也被用作基本天線單元來實現寬頻帶大角度的天文觀測.

Vivaldi天線的單元結構如圖1所示,由于Vivaldi天線的工作帶寬與其剖面尺寸L和口徑寬度W成正比,若想獲得較寬的工作帶寬,則需要較大的物理尺寸.但實際應用中,則要求天線尺寸越小越好[3-5],比如Vivaldi陣列作為饋源使用時,為了減小對反射面的遮擋,要求饋源陣列具有較小的物理口徑[6-8].另外,在Vivaldi相控陣設計中,為了實現大角度掃描,陣元間距d需要滿足無柵瓣條件[9]:

圖1 Vivaldi天線模型.(a)天線正面和(b)天線背面.Fig.1 The model of Vivaldi antenna.(a) The front view and(b) back view.

其中,λ為工作波長,β為掃描角度.但是Vivaldi天線的工作頻率一般由天線的口徑尺寸決定,天線的最大口徑一般為最低工作頻率的1/2,無法滿足大角度掃描的間距要求.因此,如何研制基于Vivaldi天線的寬帶相控陣天線成為射電觀測領域的關鍵技術之一.

本文基于緊耦合的思想[10],通過分析陣列中的耦合對阻抗特性的影響,提出將Vivaldi天線緊密排列,并利用陣元間的強耦合實現了2-8 GHz的寬帶特性,同時滿足陣列在大角度掃描時的無柵瓣條件,實現了±45°掃描.值得注意的是,本文設計的饋源與文獻[11]中的Vivaldi饋源的陣元間距和物理尺寸基本一致,但文獻[11]中天線的工作帶寬僅為4-8 GHz,不能滿足文獻[11]接收機的工作帶寬(2.3-8.2 GHz),而本文提出的Vivaldi饋源陣列能夠在不增加物理口徑的前提下基本覆蓋文獻[11]中接收機系統的工作帶寬.

2 緊耦合天線陣的超寬帶原理

緊耦合的基本物理原理是將天線單元緊密排布,利用陣元間的強耦合在輻射口徑上形成連續穩定的電流,進而使得輸入阻抗能夠在較寬的頻段范圍內保持穩定[12].該技術最初起源于Wheeler提出的連續電流片陣列[13].圖2給出了以偶極子為天線單元的緊耦合的波導模型,在單元間距小于一個波長的無限大陣列環境下,通過將天線單元等效置于假想的波導模型中(圖2 (a)所示),與電場平行的為磁壁,與電場垂直的壁為電壁,因此該波導支持TEM(Transverse Electromagnetic)波傳播.圖2(b)顯示了一個無限平面電偶極子陣列,其排列在一個平面上,陣列僅向自由空間輻射TEM波.此“波導”的特性阻抗可以表示為:

圖2 (a)波導模型,(b)陣列示意圖.Fig.2 (a) The waveguide model and (b) the diagram of the planar array.

其中,dx和dy分別為沿x和y方向的距離,η為自由空間阻抗(377 Ω),ε0和μ0為空氣中的介電常數和磁導率.如果陣列前方為介質材料,介電常數和磁導率分別為ε和μ,則“波導”的特性阻抗為

根據天線理論中的定義,與電場平行的面為E面,與電場垂直的面為H面.當陣列沿E面和H面掃描θ角時,波導的寬度或者高度將變為原來的cosθ倍.則其特性阻抗可表示為

進一步結合Munk[14]提出的等效電路分析法,對該陣列進行等效電路建模.圖3為緊耦合天線在不同情況下的等效電路,其中圖3 (a)為不帶金屬地板時的等效電路,Xd為天線的自身電抗,w為角頻率.則自由空間中該陣列的輸入阻抗為

圖3 (a)不帶金屬地板和(b)帶金屬地板時緊耦合天線陣的等效電路圖Fig.3 The equivalent circuit of the tightly coupling antenna (a) without and (b) with metal floor

當dx=dy時,Z0=377 Ω,從輸入端口看去,緊耦合陣的阻抗ZTCDA=188 Ω+jXd.

顯然,阻抗的實部為一常數,虛部為天線自身的電抗.緊耦合陣的阻抗不會隨頻率的變化而大幅變化,因而能實現超寬的帶寬.

在實際應用中,經常會引入金屬地板,此時的等效電路如圖3 (b)所示.由于終端接地,將天線口徑距離地板的高度設為h,則從天線口徑處看向地板一側的阻抗Z1+表示為:

顯然,地板的加載使得輸入實部電阻降低,輸入電抗的感性大大增加.為了使得天線輸入阻抗趨于匹配,在前期報告的文獻中,一般通過在偶極子間構造電容耦合來實現與天線自身的電抗特性相互抵消,進而實現寬頻帶內的阻抗匹配.

3 天線設計

Vivaldi天線在垂直方向上具有行波天線的特性,在水平方向上通過將Vivaldi天線緊密連接,構成類似于連接偶極子的緊耦合陣,使天線水平方向的電流連續且均勻,從而拓展了陣列帶寬.圖4為陣列中相鄰天線陣元的表面電流分布,在f=2 GHz時,陣元間距d=0.13λ,天線的水平方向的電流較大且相對均勻,符合Wheeler提出的連續電流片特性[13],因而在水平方向上構成了緊耦合陣.然而當f=15 GHz時,陣元間距d=1.03λ,天線單元內部出現自諧振,呈現出獨立性,電流仍然集中在漸變槽附近.

圖4 天線的表面電流分布.(a) f=2 GHz,d=0.13 λ.(b) f=15 GHz,d=1.03 λ.Fig.4 The surface current distribution of the antenna.(a) f=2 GHz,d=0.13 λ.(b) f=15 GHz,d=1.03 λ.

與傳統的相控陣天線設計不同,本設計直接將天線單元置于無限大周期陣列中進行設計,并采用Floquet端口和主從邊界條件模擬無限大周期環境,進而研究Vivaldi天線在耦合較強的陣列環境下的阻抗特性.需要注意的是,提取天線表面等效阻抗時,應將Floquet端口平移至天線表面.圖5給出了天線的仿真模型及電壓駐波比(Voltage Standing Wave Ratio,VSWR)特性.如圖5 (a)所示,正交放置的兩個Vivaldi陣元實現雙極化輻射特性,陣元與陣元之間通過金屬柱進行電連接.此處,金屬柱除了電連接的作用外,還能夠消除介質板腔體間的共模諧振,如圖5 (b)所示.

圖5 (a) Floquet模式下的仿真模型.(b)有和無金屬柱時的VSWR(Voltage Standing Wave Ratio).Fig.5 (a) The simulated model using Floquet mode.(b)The Voltage Standing Wave Ratio (VSWR) with and without a metal post.

為了進一步研究耦合對輸入阻抗的影響,對單天線和周期陣列中的天線阻抗特性進行分析,如圖6所示.由圖6 (a)和圖6 (b)可以看出,單個天線輸入阻抗的實部和虛部的起伏變化很大,出現自諧振特性.而在周期陣列中耦合比較強,阻抗實部在4:1 (2-8 GHz)的帶寬內均十分穩定且接近50 Ω,阻抗虛部均接近于0;輸入阻抗的實部和虛部趨于平緩,從而能夠在較寬的頻段范圍內實現阻抗匹配.雖然6 GHz阻抗仍存在波動,但這是不可避免的,因為實際陣列設計很難達到理想陣列模型的阻抗特性.但從史密斯圓圖(圖6 (c))上可以看出整體天線的輸入阻抗曲線整體向圓圖實軸靠攏,說明輸入阻抗匹配特性得到大幅提高,從而能夠獲得更寬的阻抗帶寬,如圖6 (d)所示,這也體現了緊耦合原理在Vivaldi陣列中的應用.

圖6 單天線和陣列中天線的(a)實部輸入阻抗,(b)虛部輸入阻抗,(c) Smith圓圖和(d)反射系數.Fig.6 (a) The real part input impedance,(b) the imaginary part input impedance,(c) Smith chart and (d) the reflection coefficient of the single antenna and the antenna with periodic boundary.

天線的剖面尺寸L是Vivaldi天線設計中對天線阻抗影響比較大的參量,為了更準確地研究該參數對阻抗的影響,此處將背部的微帶線移除,將饋電端口移至底部槽線之間,從而能夠排除微帶轉槽線結構對阻抗的轉換效果.通過參數掃描的方法更直觀地研究L對阻抗的影響,如圖7所示.阻抗實部的平均值約為120 Ω,高度的變化會在某些頻點引起阻抗起伏變化.阻抗虛部整體仍然具有高頻呈現感性、低頻呈現容性的特性,并且隨著高度的增加,阻抗實部的峰值都向低頻移動,這種變化趨勢與等效電路的分析是一致的.為了實現寬帶內良好的阻抗匹配特性,最終優化L取值為37.7 mm.

圖7 參數L對(a)輸入阻抗實部和(b)輸入阻抗虛部的影響Fig.7 The effect of parameter L on the (a) real part and (b) imaginary part of the input impedance

仿真的天線陣元在E面和H面的有源電壓駐波比(Active VSWR)如圖8所示,不同顏色代表不同的電壓駐波比的幅值大小,天線在±45°的掃描范圍內有源駐波比保持在3以下,能夠滿足工程上對阻抗匹配特性的要求.

圖8 天線E面(a)和H面(b)的有源電壓駐波比Fig.8 The active VSWR of the antenna.(a) E-plane and (b) H-plane

基于對陣元的分析,本文設計了一款有限陣元的相控陣天線,如圖9所示,雙極化陣列天線包含144個天線單元(8×9陣列規模),水平極化和垂直極化各72個天線單元.陣元間距為0.55λhigh,λhigh為高頻對應的波長.根據(1)式可知,該天線滿足45°掃描時的無柵瓣條件.圖10和圖11為天線在0°和45°歸一化掃描方向圖.

圖9 天線陣列仿真模型Fig.9 The simulated model of the antenna array

圖10 4 GHz仿真和測試的歸一化輻射方向圖.(a) 0°,(b) E面45°,(c) H面45°.Fig.10 The simulated and measured normalized radiation patterns of the antenna array at 4 GHz.(a) 0°,(b) E-45°,and (c)H-45°.

圖11 6 GHz仿真和測試歸一化輻射方向圖.(a) 0°,(b) E面45°,(c) H面45°.Fig.11 The simulated and measured normalized radiation patterns of the antenna array at 6 GHz.(a) 0°,(b) E-45°,and (c)H-45°.

4 天線制備與測試

根據仿真模型,采用PCB (Printed Circuit Board)加工工藝,對天線陣列進行了加工制作.天線實物如圖12所示,天線介質基板采用Rogers RO4350,天線陣列置于金屬地板上,便于與后端電路連接.為了驗證該天線的輻射特性,在暗室環境下對天線遠場輻射方向圖進行測試,同時對天線的波束寬度、方位副瓣、增益等性能進行了匯總,如表1所示.從匯總結果可以看出,天線的副瓣電平整體保持在-13 dB左右,根據陣列天線理論,副瓣電平的理論計算值為-13.5 dB,顯然測試結果符合理論計算.天線陣列的3 dB波束寬度可根據(13)式估算,3 dB波束寬度BW與陣列長度L成反比,與波長λ成正比.當陣元數目N確定后,頻率越高波束寬度越窄,這與表1中的測試結果是一致的,進一步驗證了本文提出的天線陣列能夠與理論設計保持一致,具有較好的輻射特性.

表1 天線波瓣測試記錄表Table 1 The tested records of the antenna lobe

天線在典型頻點4 GHz和6 GHz的實測輻射方向圖在圖10和圖11中分別給出.從整體測試結果可以看出,該天線在寬頻帶范圍內與仿真結果保持較好的一致性,具有±45°的掃描能力.

5 結論

基于緊耦合的原理,將Vivaldi天線緊密排列,并通過金屬柱將各陣元進行電連接.在陣元之間強耦合的作用下,天線能夠在不改變物理尺寸的前提下,實現了2-8 GHz的寬頻帶特性.同時兼顧了相控陣天線中對陣元間距的要求,實現了±45°的大角度掃描特性.最后對該天線陣列進行加工和測試,測試結果進一步驗證了該天線陣列具有良好的寬頻帶大角度的掃描特性.