一種基于DCM單元的高升壓非隔離型DC/DC變換器

丁峰，王輝，李圣乾，楊劍，王寒

(三峽大學 電氣與新能源學院，湖北 宜昌 443002)

目前，傳統非可持續能源(如石油、天然氣等)在全球能源消耗中依舊占主導地位，世界面臨著資源匱乏、大氣污染等諸多挑戰，因此可再生能源的開發利用受到越來越多的研究和關注。其中太陽能源具有方便快捷、永不枯竭的特性，成為廣大國內外研究學者的重點研究對象[1-5]。我國地域幅員遼闊，光照時間充足，更有利于光伏發電的研究與推廣。

隨著社會的高速發展，電力需求量越來越大，光伏發電進入全面規劃研究階段，呈現出良好的發展前景[6-11]。全球光伏系統的總裝機容量到2020年將達到92 GW，光伏發電系統規模越來越大，系統總成本越來越高，而光伏系統中變換器的平均價格到2020年下降到0.09 元/W[12]。雖然光伏系統中變換器占總成本的十分之一左右，但變換器的性能關乎整個光伏系統的性能，其重要程度不言而喻[13]。在傳統的光伏系統結構中，光伏電池組件經并聯或串聯后與DC/DC變換器相連，再由DC/DC變換器升壓后，通過逆變器直接與電網或負載相連。該結構存在系統成本高、工作效率低、變換器使用數量多、輸入輸出增益低、器件應力高等缺點[14-20]。文獻[21]提出的傳統光伏系統結構包括集中型結構、組串型結構及多路組串型結構。集中型結構是先由多個光伏發電組件串聯或者并聯，再經過一個大功率的DC/AC變換器直接與電網相連；這種結構會引起電池組之間的不匹配，導致輸出光伏模塊的電壓通常低于50 V。組串型結構是由多個光伏發電模塊串聯升壓之后再與配套的逆變器相連，然后與電網或者負載相連；這種結構中某塊光伏發電模塊損壞將引起整個系統失靈，可靠性較低。多路組串型結構是在組串型結構中加入配套的DC/DC變換器，再通過公共的逆變器與電網或者負載相連；此類結構設計靈活，升壓能力強，但仍然存在組串型結構可靠性低的缺點。為了解決以上問題，目前專家學者提出一種基于獨立光伏組件的微型逆變系統，該系統與傳統結構相比較具有效率高、可靠性高及系統成本低等特點。但是，無論哪種光伏發電結構，要想使系統結構最優，改善變換器的使用情況，用于光伏系統的變換器必須具備高升壓能力。目前光伏系統中DC/DC變換器可分為隔離型與非隔離型。文獻[22-23]提出了一種開關電容、電感變換器，此變換器效率高、集成度高，但是輸入輸出增益相對較低。文獻[24]提出了一種諧振型變換器，該變換器功率密度高，系統利用率好，但控制策略相對復雜。文獻[25]提出了一種隔離型DC/DC變換器，該變換器實現了零電壓開通，提高了變換器效率；但是這種變換器使用了笨重的隔離變壓器，增加了系統體積與成本，且引入了較大的漏感和寄生參數，引起變換器電壓應力尖峰。文獻[26]提出了一種改進的模塊化多電平變換器，具有比傳統模塊化多電平變換器更多的輸出電平數且無需濾波，降低了系統硬件成本。

本文提出了一種基于二極管-電容倍增器(diode-capacitor multiplier，DCM)單元的高升壓非隔離型DC/DC變換器。首先對變換器的工作原理及工作性能進行闡述，然后通過仿真及實驗對所提變換器具有的高輸入輸出增益、低器件應力及控制策略簡單等優點進行驗證，論述其在光伏發電系統的適用性，最后對變換器的損耗進行理論分析。

1 工作原理

變換器總拓撲如圖1所示，圖2是包含2組DCM單元的拓撲圖，其中，uin為電源電壓，L1—L4為輸入電感，D1—D4為輸入相二極管，C1、C2為輸入相電容，S1、S2為開關管，C11—C1n、C21—C2n為DCM單元中電容，D11—D1n、D11—D2n為DCM單元中二極管，DO1、DO2為輸出二極管，CO為輸出電容，R為負載，uin、uout為輸入、輸出電壓。為了便于分析，以下所有分析過程均作以下假設：①電感電流iL1、iL2、iL3、iL4連續；②所有電容容值足夠大，忽略電容電壓紋波影響。

本文采用交錯并聯控制，即開關管S1、S2相差180°導通，這種控制策略可以減小輸入電流及其紋波影響。以圖2為例，當開關S1導通、S2關斷時，電感L3、L4，電容C2，二極管D21、D22，電容C11、C12構成給電容C11、C12充電的回路；當開關S2導通、S1關斷時，電感L1、L2，電容C1，二極管D11、D12，電容C11、C12構成給電容C11、C12放電的回路。這樣，電容C11、C12就實現了安秒平衡。同理，電容C21、C22也能實現安秒平衡，變換器實現了自動均流，省去了復雜的控制策略。

圖1 變換器總拓撲Fig.1 General topology of the converter

圖2 2組DCM拓撲Fig.2 2 sets of DCM topology

圖3為變換器一個周期內的主要工作波形(占空比D=0.6)，其中，uC11、uC12、uC21、uC22為DCM單元中電容電壓，uS1、uS2為開關管電壓，uD11、uD12、uD21、uD22為DCM單元中二極管電壓，TS為總開關周期，DS1TS為開關管1開關周期，DS1為開關管S1的占空比，DS2TS為開關管2開關周期，DS2為開關管S2的占空比。

圖3 一個開關周期內的主要波形Fig.3 Main waveforms in a switching cycle TS

圖4為3種開關模態的等效電路。變換器工作模態如下：

開關模態1(t0—t1,t2—t3)：開關S1、S2均導通，二極管D1—D4導通，其余二極管均關斷；電感L1—L4充電，電容C1、C2充電；電流iL1、iL2、iL3、iL4均線性上升；輸出電容CO單獨給負載供電。

開關模態2(t1—t2)：開關S1導通，S2關斷，二極管D1、D2、D21、D22、DO1均導通，其余均關斷；電感電流iL1、iL2繼續上升，iL3、iL4線性下降，電感L3、L4，電容C2通過二極管D21、D22給電容C11、C12充電，同時又對電容C21、C22放電；電容電壓uC11、uC12升高，電容電壓uC21、uC22降低。

開關模態3(t3—t4)：開關S2導通，S1關斷，二極管D3、D4、D11、D12、DO2均導通，二極管D1、D2、D21、D22、DO1均關斷；電感電流iL3、iL4線性上升，iL1、iL2線性下降，電感L1、L2，電容C1通過二極管D11、D12給電容C21、C22充電，同時又對電容C11、C12放電；電容電壓uC21、uC22升高，電容電壓uC11、uC12降低。此模態結束，開始下一個開關周期的工作。

2 性能分析與性能對比

本節根據上述變換器的工作模態，對所提變換器進行性能分析，將分析結果應用到n個DCM單元中，并將本文所提變換器與其他3種變換器的性能進行對比。

2.1 變換器輸出增益

根據電感的伏秒平衡可得：

(1)

(2)

(3)

由開關模態1可得

uC1=uC2=uin.

(4)

由開關模態2可得

圖4 3種開關模態的等效電路Fig.4 Equivalent circuits of three switching modes

uC21=uC12.

(5)

由開關模態3可得

uC11=uC22.

(6)

由式(1)—(4)可以得到

(7)

(8)

所提變換器的電壓增益

(9)

同理，推廣到n個DCM單元可得

(10)

由式(10)可知，所提變換器的增益高且可調。

2.2 開關器件電壓應力

根據圖4所示變換器的工作原理及模態分析可知開關管電壓應力

(11)

輸出二極管DO1、DO2的電壓應力

(12)

DCM單元中包含的二極管的電壓應力

(13)

同理，應用到n個DCM單元可得

(14)

輸出二極管DO1、DO2的電壓應力

(15)

DCM單元中包含的二極管的電壓應力

(16)

綜上所述，與傳統變換器相比，本文所提的基于n個DCM單元的變換器開關管及二極管的電壓應力都得到了很大的降低，且可以隨著DCM單元的變化調節，適用于對增益要求不同的場合，可以更自由地選擇耐壓較低的開關器件，降低變換器損耗，提高變換器效率。

2.3 開關器件電流應力

假設：①電感電流iL1、iL2、iL3、iL4連續，忽略紋波影響，設有效值分別為IL1、IL2、IL3、IL4；②本拓撲所有二極管電流均用平均值表示，且忽略其紋波影響；③輸入電流平均值為Iin，忽略紋波影響。由DCM單元中電容的安秒平衡得：

IDO1(1-D)TS=ID12(1-D)TS.

(17)

IDO2(1-D)TS=ID22(1-D)TS.

(18)

(IDO2+ID12)(1-D)TS=(ID21+ID22)(1-D)TS.

(19)

(IDO1+ID22)(1-D)TS=(ID11+ID12)(1-D)TS.

(20)

由式(17)—(20)可得

ID11=ID12=ID21=ID22=IDO1=IDO2.

(21)

又有：

(22)

綜上可得：

(23)

(24)

可知，電感電流實現了自動均流，不需要復雜的控制策略。

由上述分析，結合拓撲的工作原理易得開關管平均電流IS1、IS2為：

(25)

同理，推廣到n個DCM單元可得：

(26)

(27)

(28)

綜上所述，本文所提變換器實現了自動均流，簡化了控制策略。變換器輸出增益高，開關器件電壓、電流應力低，且隨著DCM單元的變化而變化，變換器靈活，適用于高升壓場合。

2.4 性能對比

本文所提變換器與其他3種變換器的對比見表1。

表1 本文變換器與其他3種變換器對比Tab.1 Comparison between the converter in this paper and the other three converters

由表1可知：本文所提變換器較其他3種變換器輸入輸出電壓增益高；其他變換器雖然開關應力低，但所用開關器件多，變換器成本高，損耗大。因此，本文所提變換器較適用于光伏發電系統中的高輸入輸出增益場合。

該變換器與其他變換器相比較尚存在一些瑕疵。雖然該變換器在電壓增益及器件應力方面存在優勢，但在變換器利用率方面還有待提升。如目前應用于光伏發電中的多端口DC/DC變換器，該類變換器可連接若干個太陽能電池板，不僅可以實現資源的充分利用，還可以實現輸入源的功率管理和控制。

3 仿真分析

本文基于PSIM搭建變換器仿真模型?；痉抡鎱禐椋侯~定功率PO=600 W，輸入電壓uin=40 V，輸出電壓uout=600 V，負載R=600 Ω，開關頻率fs=50 kHz，占空比D=0.6。主要器件選型為：電感值L1=L2=L3=L4=250 μH;電容值C1=C2=80 μF;DCM中電容值均為20 μF;輸出電容值CO=50 μF。實驗波形如圖5所示。由圖5(a)輸入輸出電壓波形圖可知，輸入電壓為 40 V，輸出電壓近似600 V，與理論值相似。由圖 5(b)DCM單元中電容電壓波形圖可知，電容電壓為200 V，與理論計算值一致。由圖5(c)電感電流波形圖可知，所有電感電流均為4.2 A，與理論值相似。L1、L3電流同相位，L2、L4電流同相位，且兩兩相差180°，符合開關管交錯并聯導通規則。由圖5(d)開關管電壓、電流波形圖可知，2個開關管的電壓應力均為200 V，為輸出電壓的1/3，與理論分析一致。由圖5(e)二極管電壓波形圖可知，DCM單元中二極管電壓均為400 V，與理論計算一致。由圖5(f)二極管電壓、電流波形圖可知，二極管DO1、DO2電壓均為200 V，二極管DO1、DO2電流均為2.5 A，與理論值相似。

4 實驗樣機關鍵參數計算

本節給出了所提變換器關鍵器件的參數計算?；緟翟O定為：額定功率PO=300 W、開關頻率fs=50 kHz、占空比D=0.6、負載R=300 Ω、輸出電壓uout=300 V、輸出電流iout=1 A。則其輸入電壓uin=20 V、輸入電流iin=15 A。

a)對于開關管：由第2節性能分析與性能對比可知，開關管電流iS=6.5 A、開關管電壓uS=100 V；可見開關管電壓為輸出電壓的1/3，有利于開關管的選型與散熱器的設計。

b)對于二極管：由第2節性能分析與性能對比可知，二極管電流iD=2.5 A、二極管電壓uD=200 V；二極管電壓為輸出電壓的2/3，有利于二極管的選型與散熱器的設計。

圖5 仿真波形Fig.5 Simulationwaveforms

5 實驗分析

為驗證上述分析，搭建了額定功率PO=300 W的實驗樣機，基本參數為：輸入電壓uin=20 V，輸出電壓uout=300 V，負載R=300 Ω，開關頻率fs=50 kHz，占空比D=0.6。主要器件選擇為：電感L1=L2=L3=L4=250 μH；考慮到實驗室電容規格，選取電容值C1=C2=40 μF；為設計電路簡便，DCM中電容值均取為10 μF；輸出電容值CO=50 μF。實驗波形如圖6所示。

由圖6(a)輸入輸出電壓波形圖可知，輸入電壓為20 V，輸出電壓300 V，與理論值相似。由圖6(b)DCM單元中電容電壓波形圖可知，電容電壓均為100 V，與理論值一致。由圖6(c)電感電流波形圖可知，所有電感電流均為3.7 A，與理論值相似。由圖6(d)開關管電壓、電流波形圖可知，2個開關管的電壓應力均為100 V，為輸出電壓的1/3，與理論分析一致。由圖6(e)二極管電壓波形圖可知，DCM單元中二極管電壓均為200 V，與理論計算一致。由圖6(f)二極管DO1、DO2電壓、電流波形圖可知，二極管DO1、DO2電壓均為100 V，電流均為2.5 A，與理論值相似。圖7是該變換器實測效率曲線，由圖7可知，在輸出功率為額定功率時效率最大為94.3%。

圖6 實驗波形Fig.6 Experimental waveforms

圖7 效率曲線Fig.7 Efficiency curve

6 損耗分析

本節對變換器各元件進行了詳細的損耗計算，給出了效率的理論分析值，計算所提變換器中每個器件的損耗，并給出各元件損耗占總損耗的百分比。

a)設PCON為所提變換器開關管的導通損耗，Ron為主開關管的導通電阻，Isrms為通過主開關管的電流有效值，則有：

Isrms=[(IL1+IL2)2D+

(IL1+IL2+ID21+ID22)2(1-D)]0.5=9.8 A.

(29)

(30)

b)開關管的開關損耗

(31)

式中：US為平均電壓；IS為平均電流；tf為開關時間。

開關管的總損耗PS=PCON+PSW=8.3 W.

c)設PC為所提變換器電容損耗，因為電容本身存在導通時的電阻，會產生電阻的熱效應，所以電容的損耗應該由其電流的有效值ICRMS來計算，即：

ICRMS=[(ID11+ID22)2(1-D)+

(ID12+IDo2)2(1-D)]0.5=3.3 A.

(32)

(33)

式中RSRC=6.9 mΩ為電容等效電阻。

d)所提變換器所有二極管的導通損耗

PDCON=10vFID=3.2 W.

(34)

式中：vF為二極管正向導通壓降；ID為二極管平均電流。本文所選二極管為IDT12s60c，其反向恢復電流在工作時特別小，故忽略其反向恢復損耗。

e)設PL為所提變換器的電感損耗，電感選用KT157-45，其參數如下：磁心外徑do=39.9 mm，磁心內徑di=24.1 mm，磁心橫截面積Ae=1.06 cm2，磁心體積V=10.7 cm3，電感因數AL=130 nH/N2(N為線圈匝數)。由本文第4節關鍵參數計算以及第5節實驗分析可知所提變換器的開關頻率fs=50 kHz，電感L=250 μH，電感電流為3.75 A，則其電流紋波

(35)

式中Imax為電感電流最大值。

線圈匝數

(36)

最大磁通密度

(37)

最大交流磁通密度

(38)

磁心損耗

PFe=VPL=1.39 W.

(39)

線圈損耗

(40)

電感損耗

PL=PFe+PCu=6.36 W.

(41)

f)設Pother為所提變換器的其他損耗。其他損耗包括導線損耗等，占總功率的0.5%。

本文所提變換器的效率理論值

η=Po·(Po+PCON+PSW+PDCON+

PC+PL+Pother)-1=93.6%.

(42)

綜上所述，變換器在額定工況下效率最高為93.6%。

表2為主要功率器件損耗所占總損耗的百分比。由表2可知開關管損耗與電感損耗為本文所提變換器的主要損耗。

表2 損耗分析Tab.2 Power loss analysis

7 結論

本文提出一種基于DCM單元的高升壓非隔離型DC/DC變換器，詳細闡述了所提變換器的工作原理、工作模態、關鍵參數設計及各元件損耗計算，并通過仿真及300 W實驗樣機分析驗證了該變換器的特性，結果表明：①該變換器具有很高的輸入輸出增益，在不同高升壓應用場合，通過調節DCM單元數量即可改變輸入輸出增益及器件電壓應力，適用于對增益要求不同的場合；②該變換器電感電流實現了自動均流，無需其他復雜控制策略；③與傳統的變換器相比，該變換器開關管的電壓、電流應力得到了較大的降低，器件選型容易。綜上所述，該變換器輸入輸出增益高，器件應力低，控制策略簡單，較適用于要求功率較高的光伏系統。