適用于中壓領域的V形鉗位多電平變換器

原露恬 王琛琛 薛 堯 楊曉峰 鄭瓊林

適用于中壓領域的V形鉗位多電平變換器

原露恬 王琛琛 薛 堯 楊曉峰 鄭瓊林

（北京交通大學電氣工程學院 北京 100044）

多電平變換器在中高壓大功率電能變換領域已得到廣泛的應用。該文針對中壓電能變換領域，提出V形鉗位多電平變換器（VMC）拓撲族。在現有IGBT電壓等級的條件下，該拓撲族采用較少數量的器件就可以實現中壓大功率電能變換，結構簡單；同時該拓撲族無需飛跨電容，降低了系統控制復雜度。首先提出VMC拓撲族的構成，包括拓展方式、一般形式以及演化類型；在此基礎上研究VMC工作原理及控制方法，分析直接鉗位機制和阻斷電壓分配問題?？紤]目前商業主流功率器件電壓等級，針對拓撲結構特點，揭示適宜VMC的電壓等級；最后通過仿真和實驗結果驗證了所提拓撲族及控制方法的可行性，也進一步證明了該文理論分析的正確性。

多電平變換器 電能變換 共直流側電容 直接鉗位 V形鉗位

0 引言

由于開關器件具有電壓應力低、輸出波形諧波含量低、系統電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）低等優勢，因而多電平變換器自問世以來就受到了工業界和學術界的廣泛關注，成為目前中高壓大容量電能變換領域的研究熱點之一[1-4]，在交流調速[5]、電能質量改善[6-7]以及可再生能源接入[8]等場合中都得到廣泛的研究和應用。

文獻[9]最先提出利用多個電壓電平進行功率轉換的思想，即在每級直流源兩端引出可控通路以輸出多電平。但是由于當時開關器件發展水平的限制，采用反并聯的晶閘管來實現全控開關的功能，晶閘管關斷不可控的缺點造成換流過程極其復雜，控制難度高，故該結構沒有得到推廣與應用[10]。同時，該方法會導致部分開關管承受整個直流母線電壓[11]。

中點鉗位（Neutral-Point-Clamped, NPC）型多電平變換器[12]是目前商業化應用最廣泛的變換器類型。然而NPC也存在一些缺點，如隨著輸出電平等級的增加鉗位二極管數量快速增加，內側開關管的間接鉗位等。在此基礎上，文獻[13]提出了一種具有冗余狀態的飛跨電容（Flying-Capacitor, FC）型多電平變換器。但是隨著電平數的增多，FC的數量急劇增多，并且在多相系統中，飛跨電容的平衡控制也更為復雜[14]。級聯H橋（Cascaded H-Bridge, CHB）型多電平變換器由于其模塊化結構，被廣泛應用于高壓電機驅動領域中[15]。但CHB需要昂貴且笨重的移相變壓器來提供隔離的直流電源，這使得系統成本和體積大大增加[16]。

近些年又涌現出一些新型多電平變換器拓撲，如模塊化多電平變換器（Modular Multilevel Converter, MMC）、層疊式多電平變換器（Stacked Multicell Converter, SMC）和有源中點鉗位變換器（Active Neutral-Point-Clamped, ANPC）。MMC的優勢在于它的模塊化和擴展性，其被廣泛應用于高壓直流輸電（High Voltage Direct Current Trans- mission, HVDC）系統[17]。然而MMC存在控制復雜的問題（如模塊電容電壓平衡控制和環流抑制控制），且不適合于低速高轉矩的傳動場合[18]。SMC和ANPC在保持FC優勢的同時，大大減少了鉗位器件的數量[19-20]。然而，多相系統仍然需要一定數量的飛跨電容，仍存在變換器成本和體積增大、控制復雜等問題[21]。值得注意的是，ANPC存在輸出電壓多電平跳變和串聯開關管動態均壓問題，引起較高的d/d，嚴重時可能會導致變換器和電機無法安全運行[22]。

本文首先提出適用于中壓電能變換領域的V形鉗位多電平變換器（V-clamp Multilevel Converter, VMC）[23-24]拓撲族。該拓撲族無需飛跨電容，且大大減少了鉗位器件的數量，使得拓撲結構和控制都更為簡單。其次，通過介紹該拓撲族的擴展方式、一般形式及演化類型，具體展示了VMC拓撲族的結構特點。然后，研究了拓撲族的工作原理和控制方法。接著，分析了直接鉗位機制和阻斷電壓分配問題。最后，將VMC與其他典型多電平變換器進行詳細對比，揭示VMC適宜電壓等級。通過仿真和實驗結果，驗證了所提拓撲族及控制方法的可 行性。

1 VMC拓撲族

本節將介紹VMC拓撲由低電平向高電平的拓展方式、奇數電平和偶數電平的一般形式以及VMC拓撲的其他演化類型。VMC奇數電平拓展方式如圖1所示。

圖1 VMC奇數電平拓展方式

1.1 VMC拓展方式

圖1a為VMC七電平變換器，包含直流母線電容、輸出功率橋臂以及6條鉗位支路。每個直流母線電容的額定電壓均為一個電平等級（=DC/6）。上半橋臂的鉗位支路為正向，開關管中反并聯二極管的電流從直流母線電容流向交流側A點；下半橋臂的鉗位支路為反向，開關管中反并聯二極管的電流從交流側A點流向直流母線電容。通過6條鉗位支路將直流側電容和輸出功率橋臂的對應節點相連，即可實現七電平的輸出。圖1b為VMC九電平變換器，VMC七電平向九電平拓展的過程可以表示為：用點畫線框中的半橋結構代替七電平變換器的正母線和負母線，則可以得到九電平變換器，添加圓圈標記的串聯開關管以保證每個開關管的額定電壓保持一個電平等級，該結論將在下文詳細分析。按照同樣的拓展方式可以得到如圖1c所示的VMC十一電平變換器。

VMC偶數電平拓展方式如圖2所示。圖2a為VMC八電平變換器，只需在圖1a所示的七電平VMC的直流側中點添加一個電容，在輸出功率橋臂添加兩個開關管即可得到，如圖2a所示圓圈標記的電容和開關管。同樣地，十電平VMC也可以由同樣的方法由圖1b所示的九電平VMC得到，如圖2b所示。

圖2 VMC偶數電平拓展方式

由此可見，VMC拓展方式簡單，如果不考慮實際因素限制，VMC可拓展至任意電平。同時，若將奇數電平VMC增加一個電平拓展至相鄰的偶數電平，只需在直流側電容上串聯一個電容和在每相輸出功率橋臂上串聯兩個開關管即可。

1.2 VMC一般形式

VMC一般形式如圖3所示。圖3a給出了2+1（為正整數）電平VMC的一般形式，其需要2個直流側電容以及(+5)個開關管。2+1電平VMC包含條正向鉗位支路和條反向鉗位支路，2個串聯的直流側電容將直流母線電壓分為2+1個電平。

圖3 VMC一般形式

圖3b為輸出2+2電平VMC的一般形式，其需要2+1個直流側電容以及(+5)+2個開關管。同理，將VMC從2+1電平擴展到2+2電平，只需在直流側電容上串聯一個電容和在每相輸出功率橋臂上串聯兩個開關管。在三相系統中，三相變換器共用直流側電容，每相無需飛跨電容。VMC僅通過帶反并聯二極管的開關管即可實現功率的雙向流動。

1.3 VMC其他演化類型

觀察1.2節中提到的VMC拓撲一般形式，奇數電平VMC存在零電平冗余通路，將零電平通路變形可以得出VMC拓撲的其他拓撲演化類型。值得注意的是，這些演化類型只適用于奇數電平VMC。

以圖1a為例，當輸出零電平時，電流可經由最內側的兩條鉗位支路開關（VTP31、VTP32、VTP33和VTN31、VTN32、VTN33）流向交流側，這兩條支路的電流分配率取決于支路導通特性。VMC拓撲演化類型如圖4所示。將圖1a最內側鉗位支路開關用其反并聯二極管代替，則可得到VMC類型Ⅱ，如圖4a所示。當輸出零電平時，兩條二極管鉗位支路可以分別提供正向和反向的電流通路，進一步節省了器件成本。文獻[24]即以該種類型為研究對象展開研究。

將VMC中最內側的兩條鉗位支路開關保留任意一條，仍然可以實現多電平的輸出，形成如圖1b和圖1c所示的非對稱上側開關管鉗位型（類型Ⅲ）和非對稱下側開關管鉗位型（類型Ⅳ）結構。類型Ⅲ和類型Ⅳ每相拓撲比VMC少用個開關管。

圖4 VMC拓撲演化類型

將VMC中最內側的兩條鉗位支路開關反向串聯至直流母線電容中點O點和輸出功率橋臂中點A點之間，可以得到VMC類型Ⅴ，如圖4d所示。此時，中點鉗位支路的開關管VTP31、VTP32、VTP33、VTN31、VTN32、VTN33導通構成零電平電流通路。VMC拓撲演化類型在工作原理相似的基礎上又有各自的特點，需根據不同場合進行選擇。

2 VMC工作原理及控制方法

針對第1節中提到的十一電平VMC，本節主要介紹該變換器拓撲的工作原理及調制方法。十一電平VMC拓撲如圖5所示。

同向串聯連接的開關管應同時動作，例如，輸出功率橋臂中的串聯開關管VTH61、VTH62、VTH63、VTH64、VTH65狀態相同，用VTH6統一表示。同理，其他同向串聯開關也應同時動作，他們的開關狀態也分別統一表示，如圖5括號中的字體標注（VTH6, VTL6, VTP2, VTP3, VTP4, VTP5, VTN2, VTN3, VTN4, VTN5）。為防止直流側電容短路，開關管（VTH1, VTP1）、（VTH2, VTP2）、（VTH3, VTP3）（VTH4, VTP4）、（VTH5, VTP5）、（VTL5, VTN5）、（VTL4, VTN4）、（VTL3, VTN3）、（VTL2, VTN2）、（VTL1, VTN1）應分別互補動作。

圖5 十一電平VMC拓撲

十一電平VMC開關狀態見表1，表中，o為輸出電壓，H1～H5、L5～L1為功率橋臂上各開關管的門極信號，VTH6和VTN5信號一致，VTL6和VTP5信號一致。以O點為參考點，通過控制開關管的通斷，可在A點和O點之間得到+5、+4、+3、+2、+、0、-、-2、-3、-4、-5共十一種電平狀態。

表1 十一電平VMC開關狀態

Tab.1 Switch states of eleven-level VMC

注：1表示導通；0表示關斷。

交流側產生的輸出電壓可用以下開關函數建模，即

拓展到一般形式的VMC拓撲，對于2+1奇數電平VMC，交流側產生的輸出電壓表示為

式中，以直流母線中點O為參考點，輸出電壓o的范圍為-～+。

對于2+2偶數電平VMC，開關管VTH(k+1)和VTL(k+1)的狀態互補，其他開關狀態均與奇數電平相似。偶數電平沒有直流母線中點，當以直流母線最低點為參考點時，輸出電壓o的范圍為0～+(2+1)。2+2偶數電平VMC交流側產生的輸出電壓為

通過多載波層疊正弦脈寬調制（Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM）技術可實現上述開關狀態。將基頻正弦調制波信號和同相層疊的同頻率同幅值的10組載波信號相比較，得到相應開關管的驅動信號，從而控制開關管導通或關斷以輸出相應電平。值得注意的是，VMC拓撲結構中所用到的開關器件串聯結構與傳統意義上的開關器件串聯工作機理不同。VMC變換器中的串聯支路開通和關斷前后，該工作支路兩端所承受的電壓只變化一個電壓等級，即每個開關瞬態過程該串聯開關的阻斷電壓最多為一個電平電壓，避免了復雜的動態均壓措施。

3 VMC直接鉗位機制和阻斷電壓分配

間接鉗位問題是二極管鉗位型多電平變換器的主要缺點之一[25]，二極管鉗位型多電平變換器中內部開關管實際上沒有直接鉗位到直流側電容兩端，由于系統雜散電感的存在，其會導致內部開關的靜態過電壓問題[26]。VMC在采用上述開關狀態時，輸出功率橋臂上的獨立開關管被直接鉗位到直流側電容兩端，有利于開關管之間的電壓分配和可靠鉗位。

VMC直接鉗位機制如圖6所示，以輸出+5電平為例，展示VMC中開關管的鉗位機制。其中，VTL1經回路11被10直接鉗位，承受10兩端的電壓；VTL2經回路10被9直接鉗位，承受9兩端的電壓；VTL3、VTL4、VTL5分別經回路9、8、7鉗位到相應的直流側電容兩端，承受單個直流側電容電壓；VTL6經回路6被1～5直接鉗位，承受1～5兩端的電壓?？梢钥闯?，下橋臂內部開關管和外側開關管靜態時承受的電壓等級相同，都為一個直流側電容電壓。類似地，當輸出-5電平時，上側橋臂的開關管都直接鉗位到直流側電容兩端，每個開關管的靜態承壓為一個直流側電容電壓。

圖6 VMC直接鉗位機制

同時，從圖6可以直觀地觀察到鉗位支路開關管的阻斷電壓分配。當輸出+5電平時，VTP1經回路1被1直接鉗位，承受1兩端電壓；VTP2經回路2被1、2直接鉗位，承受1、2兩端電壓；VTP3經回路3被1～3直接鉗位，承受1～3兩端電壓；VTP4經回路4被1～4直接鉗位，承受1～4兩端電壓；VTP5經回路5被1～5直接鉗位，承受1～5兩端電壓。由于串聯開關管的分壓作用，此時每個承壓開關管承受的電壓均為直流側電容電壓。

當VMC輸出電平在-4～+4之間時，獨立的功率器件的阻斷電壓仍為直流側電容電壓，而串聯開關管中每個開關管承受的電壓小于直流側電容電壓。

用相同的方法可以推導得出，VMC多電平變換器在輸出任意電平時，都可將輸出功率橋臂或鉗位支路的獨立開關管直接鉗位到相對應的直流側電容上，從而避免了由間接鉗位引起的內部開關管靜態過電壓的問題。同時，每條鉗位支路的開關管也直接鉗位到直流側電容兩端。偶數電平VMC同樣可以分析得出相同的結論，在此不再贅述。VMC中每個開關管最大阻斷電壓統一為直流側電容電壓，這有助于VMC提升系統電壓等級，實現大功率電能變換。同時在工業應用中使用相同等級規格的開關管，有利于批量化生產和降低成本。當然，VMC需要在每個串接開關上并聯靜態均壓電阻，以實現靜態電壓平衡。

4 VMC和傳統多電平拓撲的對比

為評估所提VMC拓撲的優缺點，將VMC與一些目前研究較為廣泛的多電平變換器拓撲如NPC、FC、MMC、SMC和ANPC等進行對比。為方便比較，設定所有多電平變換器的開關管和飛跨電容的額定電壓都相等且都為一個電平等級。

表2總結了不同單相多電平拓撲輸出2+1（為正整數）電平時所需功率器件的數量，包括直流側電容、飛跨電容、二極管、開關管等。由表2可以看出，對于單相系統而言，相對于NPC和FC總器件數的二次項系數分別為4和2，VMC總器件數的二次項系數降為1，和SMC的總器件數相同。在單相系統中，VMC所用器件數量沒有MMC及ANPC有優勢。然而，MMC及ANPC的飛跨電容在多相系統中數量會顯著增加，同時也會增加控制復雜度。

表2 輸出2+1電平時單相變換器器件數量對比

Tab.2 Components of 2k+1 level single-phase converter

圖7更直觀地展示了三相系統中不同拓撲的器件數量對比，其中，VMC、NPC和FC同時還考慮了偶數電平的情況。結合表2和圖7可以看出，相比于NPC和FC，VMC大大減少了器件數量，簡化了系統結構。同時VMC沒有NPC內管間接鉗位的問題，也沒有FC復雜的飛跨電容的控制問題。不過，與NPC一樣，VMC也面臨著直流側電容電壓不平衡的問題[27]。目前一些學者已經提出了一些可行的方法，如可以采用“背靠背”結構[28-29]，添加輔助均壓電路[30-31]，以及采用軟件控制方法如零序電壓注入法[32]和虛擬矢量控制法[33-34]等。值得注意的是，與NPC和FC相比，VMC拓撲在奇數電平向相鄰的偶數電平擴展增加一個電平時，其所添加的器件非常少，所以形成了圖7中的折線狀。針對不同的場合巧妙運用偶數電平VMC，提高了功率器件電壓等級選擇的靈活性，能夠有效降低成本和器件的數量。

圖7 各變換器三相系統所需器件數目

與MMC相比，VMC在三至十三電平范圍內在器件數量上比MMC更有優勢，如圖7中點畫線框放大所示，當高于十三電平時，MMC器件數量的優勢才顯現出來。同時VMC不需要子模塊電容和橋臂電感，三相變換器共用直流側電容，可用較為簡單的方法集中實現直流側電容均壓控制。而MMC三相系統中子模塊數量較多，子模塊電容平衡控制及換流控制也較為復雜。

雖然奇數電平的VMC和SMC、ANPC相比所需器件數量相等或更多，但SMC和ANPC的三相系統中飛跨電容的數量仍然很多，控制相對復雜，而VMC不需要飛跨電容，避免了復雜的飛跨電容平衡控制，減小了變換器體積。

表3根據開關管的電壓應力討論了VMC適用的電壓范圍。目前常用的IGBT耐壓等級有1 200V、1 700V、3 300V、4 500V、6 500V。為實現3kV、6kV、10kV、35kV的電壓等級輸出，根據逆變器電壓轉換關系為

式中，DC為直流母線電壓；為調制比；ll,1,rms為輸出線電壓基波有效值。設定開關管電壓等級選取的裕度為1.5～2倍的靜態承壓，調制比取為0.9，可得不同電平數的多電平變換器所需開關器件電壓等級與應用場合電壓等級的關系，見表3。

結合表2、圖7多電平拓撲的對比，NPC和FC適用于較低電平數如三至五電平，對應表3中3～6kV的電壓場合；SMC和ANPC適用于三至七電平，對應3～10kV的電壓場合；MMC在電平數較高時能凸顯出它的優勢，適合于10kV及以上的電壓場合。綜合器件數量及控制復雜度考慮，VMC應用于在3～35kV電壓應用場合較為合適。

表3 多電平變換器器件選擇與電壓等級的關系

Tab.3 The relationship between devices selection and voltage level

綜上所述，VMC拓撲所需器件數量較少，結構簡單；無需大量的飛跨電容和電感，簡化控制復雜度。針對不同場合巧妙運用偶數電平VMC，增加了器件選擇的靈活性，能夠有效降低成本和器件數量。相比于現有的其他多電平變換器，VMC在四至十六電平更具有優勢，非常適用于中壓應用場合，為中壓等級的多電平變換器拓撲提供了新思路。

5 仿真和實驗驗證

為了驗證VMC拓撲的可行性，本節給出了仿真和實驗結果。在Matlab/Simulink仿真環境下基于多載波SPWM技術分別對七電平和十一電平VMC進行仿真證明，并將文獻[27]的諧振開關電容變換電路應用到VMC的直流側實現直流側電容電壓均衡控制。直流側電壓為18.8kV，七電平VMC中每個電容兩端電壓為3.13kV，十一電平VMC中每個電容兩端電壓為1.88kV，調制比為0.86，交流側負載為300Ω。七電平VMC和十一電平VMC的仿真波形如圖8所示。

圖8 仿真波形

圖8a、圖8d分別為七電平VMC和十一電平VMC交流側輸出相電壓、線電壓波形，可以看到，在調制比為0.86的情況下，七電平VMC可以穩定輸出七電平臺階的相電壓和十一電平臺階的線電壓，十一電平VMC可以穩定輸出十一電平臺階的相電壓和十七電平臺階的線電壓。很明顯，十一電平VMC的輸出波形更接近于正弦波。圖8b、圖8e為交流側負載電壓、電流波形，負載相電壓有效值5 750V，線電壓有效值10kV，負載電流有效值20A，三相系統功率可達360kW。這些仿真波形表明，VMC拓撲族能夠正常工作，穩定輸出交流側正弦電壓和電流。

圖8c、圖8f分別展示了七電平VMC和十一電平VMC直流側電容電壓波形，可以看出，在10kV電壓等級的應用場合下，七電平VMC直流側電容電壓為3.13kV，即七電平VMC中開關管電壓應力為3.13kV，可選用4 500V的開關管；十一電平VMC直流側電容電壓為1.88kV，即十一電平VMC中開關管電壓應力為1.88kV，可選用3 300V的開關管。這兩款開關管都是較為常用的IGBT電壓等級。這些仿真波形表明，VMC拓撲族可選用商用主流IGBT來實現10kV電壓等級的電能變換。

圖8g為十一電平VMC上半橋臂開關管兩端的電壓波形?？梢钥闯?，功率橋臂上的開關管總是能被直接鉗位到直流側電容兩端，開關管承壓為直流側電容電壓。對于鉗位支路的開關管，當輸出最高電平+5時，鉗位支路的每個開關管都承受直流側電容電壓，隨著電平數的降低，串聯開關管承受的電壓呈階梯狀降低。例如，當輸出+4電平時，開關管VTP21和VTP22共同承擔直流側電容2兩端的電壓，每個開關管承受直流側電容電壓的一半；開關管VTP31、VTP32、VTP33共同承擔直流側電容2、3的電壓，每個開關管承受直流側電容電壓的三分之二；其他鉗位支路的開關管承壓與此類似?？梢娒總€開關管的最大阻斷電壓都為。

此外，本文搭建了380V/7.2kW三相七電平VMC的縮比實驗樣機。實驗中，系統額定直流電壓為720V，由6個獨立直流電源供電，每個直流母線電容兩端的電壓為120V。

相電壓、線電壓及相電流實驗波形如圖9所示。圖9a為變換器三相輸出相電壓的波形，變換器穩定輸出七電平相電壓，且三相互差120°，與仿真結果相一致。每個電平等級為120V，多電平波形的各電平等級清晰。

圖9 相電壓、線電壓及相電流實驗波形

通過濾波器將高頻諧波濾除，得到質量良好的負載端波形，如圖9b、圖9c所示。負載端線電壓有效值為380V，負載電流的最大值約為15A，三相功率可達7.2kW。由圖9可以看出，VMC在現有開關狀態和調制方式下運行良好，不依賴飛跨電容即可實現多電平的平穩輸出。負載電流快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform, FFT）分析如圖10所示，采用較小的濾波器，其諧波含量也較低。

圖10 負載電流FFT分析

圖11展示了開關管兩端的電壓波形，穩態下每個開關管承受的最大電壓都為直流側電容電壓120V。當輸出最高電平時，鉗位支路的開關管承壓都為120V，當輸出+2電平時，VTP21和VTP22需承受直流側電容2兩端的電壓，每個開關管承受壓降60V；VTP31、VTP32和VTP33需承受直流側2、3兩個電容電壓，每個開關管承受壓降80V。當輸出+電平時，VTP31、VTP32和VTP33需承受直流側3電容電壓，每個開關管承受壓降40V。

圖11 開關管兩端的電壓波形

綜上，VMC多電平變換器能夠輸出質量較好的正弦電流及正弦電壓，實驗結果較好地驗證了V形鉗位多電平變換器拓撲及控制方法的可行性。

6 結論

本文為V形鉗位多電平變換器拓撲族在中壓大功率電能變換領域的應用提供了理論基礎和技術指導，介紹了VMC拓撲的拓展方式、一般形式及演化類型，并對VMC拓撲的主要特性進行了詳細研究。仿真和實驗結果驗證了V形鉗位多電平變換器拓撲及控制方法的可行性。主要結論如下：

1）VMC拓撲拓展方式簡單，奇數電平擴展到相鄰偶數電平時，只需增加一個直流側電容和兩個輸出功率橋臂開關管。針對不同場合巧妙運用偶數電平VMC，能夠增加器件選擇的靈活性，并有效地減少器件數量和降低成本。根據零電平通路變形規則，可得到二極管鉗位型、上鉗位型、下鉗位型、中點鉗位型四種VMC演化類型。

2）VMC無間接鉗位問題，每個開關管都被直接鉗位在直流側電容兩端，且每個開關管最大承受電壓均為直流側電容電壓。這有助于VMC提升系統電壓等級，實現大功率電能變換，且有利于工業應用中的批量化生產和降低成本。

3）VMC拓撲所需器件數量較少、結構簡單；無需大量的飛跨電容和電感，體積可以大大減小，同時控制簡單易行。相比于現有的其他多電平變換器，VMC在四至十七電平更能凸顯VMC的器件數量少及控制簡單的優勢。就目前市場的功率器件電壓等級而言，非常適用于3～35kV中壓應用場合。

綜上所述，V形鉗位多電平變換器在中壓大功率電能變換領域具有廣闊的應用前景和發展潛力。

[1] Rodriguez J, Lai J S, Peng Fangzheng. Multilevel inverters: a survey of topologies, controls, and appli- cations[J]. IEEE Transactions on Industrial Electro- nics, 2002, 49(4): 724-738.

[2] Kouro S, Malinowski M, Gopakumar K, et al. Recent advances and industrial applications of multilevel converters[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2010, 57(8): 2553-2580.

[3] Lai J S, Peng Fangzheng. Multilevel converters-a new breed of power converters[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1996, 32(3): 509-517.

[4] 張雪垠, 徐永海, 李衛國, 等. 中壓模塊化多電平換流器降低開關頻率的鋸齒載波最近電平-脈寬調制方法[J]. 電工技術學報, 2020, 35(8): 1716-1727.

Zhang Xueyin, Xu Yonghai, Li Weiguo, et al. A reduced-switching frequency NL-PWM method based on sawtooth carrier for medium voltage modular multilevel converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2020, 35(8): 1716-1727.

[5] 張亮, 陳國棟, 朱紀洪, 等. H橋級聯型多電平高壓調速系統低速畸變補償控制技術[J]. 電工技術學報, 2017, 32(22): 13-21.

Zhang Liang, Chen Guodong, Zhu Jihong, et al. Distortion compensation control designed for H- bridge cascade multilevel converter under low speed condition[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(22): 13-21.

[6] Vodyakho O, Mi C C. Three-level inverter-based shunt active power filter in three-phase three-wire and four-wire systems[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(5): 1350-1363.

[7] 楊用春, 肖湘寧, 郭世梟, 等. 基于模塊化多電平變流器的統一電能質量調節器工程實驗裝置研究[J]. 電工技術學報, 2018, 33(16): 3743-3755.

Yang Yongchun, Xiao Xiangning, Guo Shixiao, et al. Research of unified power quality conditioner engineering experiment device based on modular multilevel converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2018, 33(16): 3743-3755.

[8] Alepuz S, Busquets-Monge S, Bordonau J, et al. Interfacing renewable energy sources to the utility grid using a three-level inverter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2006, 53(5): 1504-1511.

[9] Bhagwat P M, Stefanovic V R. Generalized structure of a multilevel PWM inverter[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1983, IA-19(6): 1057- 1069.

[10] 王琛琛, 李永東. 多電平變換器拓撲關系及新型拓撲[J]. 電工技術學報, 2011, 26(1): 92-99.

Wang Chenchen, Li Yongdong. Multilevel converter topologies and two novel topologies[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 26(1): 92- 99.

[11] Choi N S, Cho J G, Cho G H. A general circuit topology of multilevel inverter[C]//22nd Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, Cambridge, MA, USA, 1991: 96-103.

[12] Nabae A, Takahashi I, Akagi H. A new neutral- point-clamped PWM inverter[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1981, IA-17(5): 518-523.

[13] Meynard T A, Foch H, Thomas P, et al. Multicell converters: basic concepts and industry applica- tions[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2002, 49(5): 955-964.

[14] Shukla A, Ghosh A, Joshi A. Natural balancing of flying capacitor voltages in multicell inverter under PD carrier-based PWM[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(6): 1682-1693.

[15] 王昕, 王琛琛, 顧長彬. 級聯H橋整流器穩定運行區域和直流側電壓平衡策略的調節能力分析[J]. 電工技術學報, 2019, 34(14): 2970-2979.

Wang Xin, Wang Chenchen, Gu Changbin. Analysis about steady-state operating region and regulation capacity of voltage balance strategy for cascaded H- bridge rectifier[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2019, 34(14): 2970-2979.

[16] Mariethoz, Sébastien. Systematic design of high- performance hybrid cascaded multilevel inverters with active voltage balance and minimum switching losses[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(7): 3100-3113.

[17] 尹太元, 王躍, 段國朝, 等. 基于零直流電壓控制的混合型MMC-HVDC直流短路故障穿越策略[J]. 電工技術學報, 2019, 34(增刊1): 343-351.

Yin Taiyuan, Wang Yue, Duan Guozhao, et al. Zero DC voltage control based DC fault ride-through strategy for hybrid modular multilevel converter in HVDC[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(S1): 343-351.

[18] Deng Yi, Wang Yebin, Teo K H, et al. Optimized control of the modular multilevel converter based on space vector modulation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(7): 5697-5711.

[19] Gateau G, Meynard T A, Foch H. Stacked multicell converter (SMC): properties and design[C]//2001 IEEE 32nd Annual Power Electronics Specialists Conference, Vancouver, BC, 2001, 3: 1583-1588.

[20] Barbosa P, Steimer P, Meysenc L, et al. Active neutral-point-clamped multilevel converters[C]//2005 IEEE 36th Power Electronics Specialists Conference, Recife, 2005: 2296-2301.

[21] Pulikanti S R, Konstantinou G S, Agelidis V G. Generalisation of flying capacitor-based active- neutralpoint- clamped multilevel converter using voltage-level modulation[J]. IET Power Electronics, 2012, 5(4): 456-466.

[22] Sheng Weihui, Ge Qiongxuan. A novel seven-level ANPC converter topology and its commutating strategies[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(9): 7496-7509.

[23] Zheng Trillion Q, Xue Yao, Yuan Lutian, et al. V- clamp multilevel converter-a new type multilevel converter with common DC-link capacitors[R]. In Proceedings of the Jing-Jin-Ji High-End Forum for Power Electronics, Beijing, China, 2019.

[24] Xue Yao, Yang Xiaofeng, Yuan Lutian, et al. Operation and control of a seven-level V-clamp multilevel converter[J]. Energies, 2019, 12(24): 4761.

[25] Yuan Xiaoming, Orglmeister G, Barbi I. ARCPI resonant snubber for the neutral-point-clamped inver- ter[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2000, 36(2): 586-595.

[26] Yuan Xiaoming, Barbi I. Fundamentals of a new diode clamping multilevel inverter[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2000, 15(4): 711-718.

[27] Busquets-Monge S, Ruderman A. Carrier-based PWM strategies for the comprehensive capacitor voltage balance of multilevel multileg diode-clamped con- verters[C]//2010 IEEE International Symposium on Industrial Electronics, Bari, 2010: 688-693.

[28] Peng Fangzheng, Lai J S, McKeever J, et al. A multilevel voltage-source converter system with balanced DC voltages[C]//Proceedings of Power Electronics Specialist Conference, Atlanta, GA, USA, 1995, 2: 1144-1150.

[29] Pan Zhiguo, Peng Fangzheng. A sinusoidal PWM method with voltage balancing capability for diode- clamped five-level converters[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2009, 45(3): 1028-1034.

[30] Sano K, Fujita H. Voltage-balancing circuit based on a resonant switched-capacitor converter for multilevel inverters[J]. IEEE Transactions on Industry Appli- cations, 2008, 44(6): 1768-1776.

[31] Shu Zeliang, He Xiaoqiong, Wang Zhiyong, et al. Voltage balancing approaches for diode-clamped multilevel converters using auxiliary capacitor-based circuits[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(5): 2111-2124.

[32] 張建忠, 胡路才, 徐帥. 一種零序電壓注入的T型三電平逆變器中點電位平衡控制方法[J]. 電工技術學報, 2020, 35(4): 807-816.

Zhang Jianzhong, Hu Lucai, Xu Shuai. Neutral potential balance control method of T-type three-level inverter with zero-sequence voltage injection[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(4): 807-816.

[33] Busquets-Monge S, Alepuz S, Rocabert J, et al. Pulsewidth modulations for the comprehensive capacitor voltage balance of n-level three-leg diode- clamped converters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(5): 1364-1375.

[34] Wang Kui, Zheng Zedong, Li Yongdong. A novel carrier-overlapped PWM method for four-level neutral-point clamped converters[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2019, 34(1): 7-12.

V-Clamp Multilevel Converters Suitable for Medium-Voltage Fields

（College of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China）

Multilevel converter has been widely used in the medium/high-voltage high-power conversion fields. This paper proposes a new family of topologies named V-clamp multilevel converters (VMCs), which can achieve medium-voltage high-power conversion by a small number of devices. Besides, without flying capacitors employed in the phase legs, the control of the VMC is much easier and simpler. This paper reveals the composition of the VMC topology family, including the expansion method, general form, and evolution type. On this basis, this paper investigates the working principle and control method of VMCs, and analyzes the direct clamping mechanism and blocking voltage distribution. Compared with the existing multilevel converters, the VMC is more suitable for medium-voltage applications. The simulation and experimental results verify the feasibility of the VMC topology family and control method, and further prove the correctness of the theoretical analysis in this paper.

Multilevel converters, power conversion, DC-link capacitors, direct clamping, V-clamp

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90365

TM46

原露恬 女，1995年生，碩士研究生，研究方向為大功率電力電子變換器技術。E-mail: 18121533@bjtu.edu.cn

鄭瓊林 男，1964年生，教授，博士生導師，研究方向為軌道交通牽引供電與交流傳動、電力系統中的電力電子技術、電力有源濾波與電能質量等。E-mail: tqzheng@bjtu.edu.cn（通信作者）

2020-07-10

2020-11-16

國家自然科學基金重點資助項目（51737001）。

（編輯 陳 誠）