離心壓縮機用高速永磁電機的設計與分析

李文廣，馮國勝,，賈素梅，張艷明，張 偉

(1. 石家莊鐵道大學 交通運輸學院，石家莊050043；2. 石家莊鐵道大學 機械工程學院，石家莊050043；3. 河北電機股份有限公司，石家莊050021)

0 引 言

隨著世界各國對純電動車(EV)、混合動力車(HEV)、燃料電池車(FCEV)等研究的日趨深入，燃料電池汽車被認為是一種極有可能取代普通燃油而成為未來汽車動力的主要來源，它提供了一種能滿足乘用車環境法規并能降低碳排放量的解決方案。

對于燃料電池系統，通常有離心式、螺桿式和羅茨式壓縮機，與其他幾種壓縮機相比，離心式壓縮機具有緊湊、高效的優點，隨著轉速升高，效率不斷提高，重量和尺寸則相應下降，且不存在摩擦磨損問題，壽命長，尤其適用車載使用。

為實現葉輪的額定轉速并滿足系統對壓縮空氣、系統體積重量的要求，空氣壓縮機驅動電機的轉速不能太低，因此研發高速電機至關重要。超高速電機具有高效、緊湊、重量輕等優點，在高速系統中有廣泛的應用，通過提高其轉速，在相同的功率水平下，可以使系統變得更小、更輕，因此高速電機廣泛應用在要求結構緊湊、輕量的車輛工程領域。

文獻[1]中完成了額定轉速120 000 r/min，額定功率15 kW的永磁同步電機的研究，滿足定子鐵心損耗和轉子渦流損耗的要求。文獻[2]中，三相開關磁阻電機被用于燃料電池汽車系統中驅動空氣壓縮機，壓縮機最大轉速14 000 r/min，對應空氣質量流量為25 g/s，空氣壓比為2，可應用在25kW的燃料電池系統中。博格華納開發了用于渦輪增壓器的空氣壓縮機，采用12 kW，額定轉速為120 000 r/min的永磁同步電機[3]。文獻[4]中描述了額定功率10 kW，額定轉速75 000 r/min的感應電機的詳細性能，應用在額定功率密度為28 MW/m3電動輔助渦輪增壓器中。

本文提出了一種高速離心式空氣壓縮機用高速電機的結構方案，氣動懸浮軸承為徑向和軸向支撐，永磁同步電機轉子與葉輪為一體組成轉動組件，可實現空氣潤滑、高速電機的結合，滿足燃料電池系統的要求。

1 電機的電磁結構設計

1.1 電機結構

由于空氣壓縮機轉速很高，為縮減尺寸并提高其動力學特性，采用電機中置的結構形式，即電機位于兩徑向軸承之間，葉輪和止推軸承分別位于轉子的前端和后端[5-6]?？諝鈮嚎s機主體中部為電機組件，電機前后兩端分別布置兩個空氣懸浮徑向軸承，轉子組件后端布置兩個止推軸承，離心式葉輪位于前端，對空氣進行壓縮，圖1顯示了超高速永磁同步電機的構型。

圖1 離心壓縮機用高速永磁電機剖面圖

本設計目的為提出一種均衡的妥協方案，以滿足下列要求：

①額定效率≥85%；

②轉速20 000 r/min到100 000 r/min范圍內滿足額定功率10 kW；

③額定電壓有效值限制為500 V；

④較低的轉子渦流損耗；

⑤轉子外徑50 mm(含護套)；

⑥較短的轉子。

對于高轉速小功率永磁同步電機，最佳選擇就是采用三相兩極表貼式結構。初始預估條件為：Y形接法；磁鋼工作溫度為150℃；繞組溫度為120℃；定子側采用水冷。

1.2 轉子極數

兩極電機結構在高轉速，小功率永磁同步電機中較為多見。由于轉速要求達到了最高100 000 r/min，出于驅動電路開關頻率的考慮，應當盡可能減小其基波電頻率。當極數為2時，電頻率最小，為1666.7Hz。

1.3 定子槽數

由于分數槽繞組空間諧波含量過高，對于渦流損耗有不利影響，因此采用整數槽分布式繞組。原則上為了獲得近似正弦的磁動勢波形，每極每相定子槽數應當越多越好，而考慮到本電機尺寸方面有嚴格要求，槽數過多會導致難以下線，因此折中選擇為24，這樣每極每相槽數為4。為進一步削弱空間諧波，本電機采用跨距為2的雙層繞組。其諧波含量可以通過磁動勢波形直觀觀察。

圖2 磁動勢波形

由圖2可見，除基波外的各次諧波含量都相當低，即磁動勢波形正弦程度非常高。

1.4 轉子結構

轉子的設計要考慮到機械強度、轉子動力學和電磁性能等多種方面。對于高速永磁電機而言，永磁體承受巨大的離心力，必須采用實心轉子而非疊片，采取護套方式對永磁體進行保護，永磁體和護套之間采用過盈配合。為給磁鐵和護套預留足夠空間，轉子鐵心外徑選取為38 mm，考慮到電磁和機械性能要求，材料選取為德標1.4122不銹鋼。電機軸向長度一方面要考慮到電磁性能，而另一方面要考慮到轉子動力學特性。轉子鐵心部分長徑比按經驗取為3，軸向長度110 mm。

1.5 永磁體材料

常規電機的氣隙磁密一般控制在1 T左右，然而本電機轉速高達100 000 r/min，為控制定子鐵耗則氣隙磁密要盡可能低。為了減小周向上的應力差，同時提高轉矩密度，表貼式磁鋼的極覆蓋率設定為1。磁鋼高度選定為4 mm，其上覆蓋有2 mm厚碳纖維護套，磁鋼材料選取為耐高溫的釤鈷稀土磁鋼，牌號為BMS-22，其在150℃時剩磁密度為0.9 T，磁鋼的磁化方向為徑向。

1.6 定子沖片

定子沖片外形的選擇主要考慮到在盡可能減小外徑的情況下降低鐵耗，且同時給繞組留有足夠的空間?；诖?，齒寬3 mm，軛高為11.5 mm。原則上槽開口應越小越好，而為了保證嵌線操作，槽開口選取為2 mm，槽開口高度選取為1 mm，人為使槽口漏感增大而增強電流濾波效果。定子沖片材料預選取為M250-35A。

1.7 定子線圈

為使電壓得到充分利用，繞組匝數應該選取使得在80 000 r/min附近達到電壓限制，100 000 r/min需要進行弱磁。繞組的并聯支路數取2，繞組匝數為8。根據槽滿率進行估計，每股導線由28根0.315 mm直徑銅線并繞斜扭而成。

電機的橫截面如圖3所示。

圖3 電機橫截面

上述電機設計參數如表1所示。

表1 電機主要參數

2 電磁特性仿真

基于以上設計結果采用Maxwell進行有限元建模(應用周期邊界條件)?？蛰d時磁力線如圖4所示。由于磁鋼采用徑向磁化方式，可以看出從磁鋼向外呈放射狀分布的磁力線。

圖4 空載時磁力線

圖5 20 000 r/min 10 kW負載磁力線

對比負載圖4與空載圖5下的磁力線，定子側電流造成的磁場偏轉明顯可見。10 kW輸出功率下，100 000 r/min時的定子電流明顯小于20 000 r/min時，因此電流對磁力線的作用也不明顯，如圖6所示。

圖6 100 000 r/min 10 kW負載磁力線

若采用平行極化，則氣隙磁密基本為正弦分布(忽略開槽影響)。但是此時會有基波分量較低的問題，不適合充分利用磁鋼。圖7中可看出基波分量為0.45 T。

圖7 平行極化下的氣隙磁密

而采用徑向磁化時，氣隙磁密分布近似于方波，因此可以使基波幅值進一步升高。本設計中氣隙磁密基波幅值為0.53 T，明顯優于平行磁化方式，如圖8所示。

圖8 徑向極化下的氣隙磁密

通過有限元仿真可以得到空載狀態下的磁密分布如圖9所示。觀察氣隙磁密沿圓周一圈的分布，可以看出因為氣隙較大且磁鋼剩磁較低，電機磁密保持在較低水平。

圖9 空載狀態下的磁密分布

仿真中將電流激勵設置為0，得到三相反電勢的波形。在100 000 r/min下，一周期內的反電勢波形和傅里葉分解結果如圖10所示。

可知相間電壓有效值為535 V，與預期一致，且略大于500 V電壓限制，符合設計要求。除了基波之外，反電勢波形中還含有一部分3次諧波，這部分諧波是由徑向磁化的磁鋼引起。同樣，齒槽轉矩也可在空載狀態下仿真得到。本電機齒槽轉矩在一個電周期內隨時間的波形變化如圖11所示，其幅值與轉速無關[7]。

圖10 反電勢波形和傅里葉分解

圖11 齒槽轉矩和傅里葉分解

圖11中可看出結果中包含一個由數值誤差導致的常數項，約為2.1 Nm。齒槽轉矩由定子開槽導致，從波形中可以明顯看出齒槽轉矩次數為24次，和槽數一致，且幅值為19 Nm?？紤]100 000 r/min時要求轉矩為0.955 Nm，齒槽轉矩的占比僅為2%，已經在合理范圍。如果還有進一步削弱齒槽轉矩的需要，可以考慮設計轉子斜極或定子斜槽，同時進一步縮小開槽寬度。而實際上在負載狀態下，轉矩波動的產生不僅有齒槽轉矩的影響，還有磁動勢諧波和氣隙磁場諧波共同作用產生的部分[8]。

3 轉子損耗分析與優化

3.1 轉子渦流損耗分析

在高速旋轉狀態下，磁鋼和實心轉子都會感應出渦流帶來額外的轉子損耗。對于高速電機，轉子溫度過高可能導致磁鋼不可逆失磁及護套損壞等嚴重影響，仿真中必須要把這部分損耗考慮在內?？紤]到轉子損耗產生的三個因素：①定子側電流基波感應的磁動勢非正弦；②定子側電流波形含高頻諧波；③定子開槽影響[9]。第1點在前面的分析中已經證明，本電機繞組產生的磁動勢分布正弦程度相當高，因此這部分損耗理論上應該非常小?？紤]到濾波器的應用，大多數高速電機的輸入電流要么諧波成分非常低，要么其諧波主要在低頻下，因此第2點所導致的轉子損耗基本可以忽略。綜上，本電機設計中由于第3點所導致的損耗可能占主導。

為使有限元仿真在盡可能準確，同時減少計算用時，仿真所用的網格在磁鋼和轉子鐵心部分剖分更為細致，仿真時間步長也大幅減小，而把各材料磁導率參數改為線性。在100 000 r/min下，空載時感應電流密度如圖所示。圖12中渦流的周期性分布和集膚效應清晰可見。在100 000 r/min空載工況下，轉子損耗的周期平均值為2.3 W，這部分損耗僅由上面提到的第3點產生。

圖12 空載時感應電流密度

負載工況下，如10 kW 10 000 r/min時轉子損耗的周期平均值為2.7 W，這部分損耗由上文的第1點和第3點共同作用產生，此時的感應電流密度如圖13所示，由此可以驗證前面三個因素的分析。根據經驗，3 W左右的轉子損耗不會造成明顯負面影響。

圖13 負載下感應電流密度

3.2 不同繞組下的渦流損耗分析

初始設計時就盡量減少了磁動勢諧波水平，本電機在負載狀態下由定子電流基波引起的渦流損耗非常小?，F在考慮另外3種不同繞組，其諧波含量和本設計方案均不相同，如表2所示。

表2 不同繞組方案下電流

表2中同時給出了各方案在10 kW，80 000 r/min下的電流?？紤]到基波繞組系數不同，各方案的電流也有細微差別，而各方案的磁動勢諧波水平可以從圖14中看出。

圖14 各繞組方案磁動勢諧波含量

可以直觀地從圖14中看出，A方案的諧波含量最高，其5次、7次和17次、19次諧波相對于其它方案明顯過高。而B、C方案雖然比A方案的諧波含量少，但由于11次、13次為其齒諧波，無法得到良好抑制。D方案即本設計應用的方案，效果明顯優于其它三種方案，相比之下各諧波含量基本可以忽略不記[10]。

根據上表中的繞組方案和電流進行仿真，結果也與上述分析一致，如表3所示。

表3 各繞組方案的渦流損耗

由于仿真中假設輸入電流為正弦信號，仿真值稍小于實際值。方案A至方案D，諧波含量逐步降低，其渦流損耗也對應大幅降低。盡管方案D的基波繞組系數較低，需要略大的電流，其渦流損耗僅為方案A的3%。

4 工作點仿真分析

分別考慮轉速為20 000 r/min，80 000 r/min和100 000 r/min下的三個工作點，額定功率為10 kW， 相間最大電壓有效值為500 V，各工作點下的運行參數如表4所示。

表4 各工作點下性能參數

在各工作點中，最高的電流密度為12.5 A/mm2，在小型水冷電機中是一個較為合適的取值。如果對于繞組溫升有額外要求，可以對定子進行灌封以獲得較好的導熱性能。

本設計為了達成非常寬的工作區間必然會進行一些妥協，可以看出從20 000 r/min到100 000 r/min過程中鐵耗大幅上升，而銅耗減小到可忽略。表貼式永磁電機難于弱磁擴速的特性也能明顯看出，在80 000 r/min時尚不需要弱磁，而在100 000 r/min時已經需要提供提前角為43.2°的電流，即此時d軸電流近似等于q軸電流。這樣一來，電流提前角必然會很快趨近于90°，以至于轉速無法得到進一步提高，這對于電機控制來說也是很大的挑戰。

功率因數大體上維持在較高的區間，而在最高轉速100 000 r/min下功率因數較低是可以接受的，這也是出于電流提前角較大的原因。

由于齒槽轉矩較小，轉矩脈動總體也維持在較低的水平。本設計中采用的兩極徑向磁化方案雖然有利于提高整體功率密度，但氣隙磁密的諧波含量相比于平行磁化也大幅提高。如果對轉矩脈動有嚴格要求的話，應當采用平行磁化的磁瓦，但此時必然會導致整體體積的上升。

5 結 語

本文介紹了最高轉速為100 000 r/min，額定功率10 kW的空氣壓縮機用超高速電機，電機采用非接觸式的空氣軸承對轉子進行支撐，永磁體外部采用碳纖維包覆，采用平行充磁，考慮定子鐵心損耗和轉子渦流損耗，電機的電氣設計滿足要求，通過電磁性能和損耗的仿真，驗證了方案的合理性，對比不同繞組方案下的損耗值，確定了最合理的繞組方案。最后對不同轉速下的工作點進行分析，各工作點下效率和功率因數都較高。