高精度電流采樣電路設計*

張治東，劉興輝，阮 昊，尹飛飛，趙皆輝，郜嘉銘

（1.遼寧大學 物理學院，遼寧 沈陽 110036；2.江蘇集萃智能集成電路研究所有限公司，江蘇 無錫 214028）

0 引 言

對于直流刷式電機來說，采樣并檢測到電流信息可以確定負載條件的變化，也可以用來限制啟動電流或者失速電流。因此，一種高精度的電流采樣電路以及相對應的電流調節功能對于電機驅動芯片來說十分重要。傳統上，H橋電機驅動芯片的電流采樣是通過在外部并聯電阻器接地從而對電流進行限制。產生分流器檢測電機的電壓降，與芯片內部或者外部的參考電壓進行比較［1］。這種方式采樣電流的精度十分依賴功率電阻的阻值大小，很難保證較高的精度［2，3］。因此，在電阻采樣方法的基礎上，本文提出了一種帶有特殊電流鏡架構的電壓鉗位電流采樣電路。

1 一種電機驅動電路的新型電流采樣方法

1.1 電流采樣系統組成

本文提出的電流采樣電路在芯片內部集成了一個電流采樣電路模塊用來取代傳統的并聯電阻器采樣電流的方法。圖1給出了該電流采樣系統的具體組成結構。

圖1 電流采樣系統的電路組成

1.2 電流采樣電路的結構與原理

如圖2所示，電流鏡架構包括采樣管MNDRV以及鏡像管MNsense，輸入電流由采樣管的漏極流向采樣管的源極；鏡像管用來鏡像功率管的漏極電流，并以一定的比例將該電流縮小，當柵極電壓達到預設電壓值時，采樣管與鏡像管能夠線性導通，而不需要管子處于完全飽和狀態（處于線性區即可），便可以對采樣的電流進行比例鏡像。鏡像管和采樣管的漏極分別接到誤差放大器的正負兩端，2 個管子的源極接地。

圖2 電流采樣電路具體結構

理想情況下，MOS管處于線性區時，漏極電流為

因此，若采樣管MNDRV與鏡像管MNsense的VGS與VDS相同，則其鏡像電流與采樣電流的比例就會與MNDRV與MNsense的寬長比呈線性，但由于采樣管與鏡像管的漏極電位在實際情況下很難做到完全相同，因此，本文采用高精度誤差放大器將2個管子的漏端電壓鉗位到近似相同的電位。

傳統的誤差放大器鉗位電流鏡架構中常使用1 個MOS管作為鏡像管，在本文中采用將多個鏡像管串聯、采樣管并聯的連接方式。因為電流需要鏡像的比例較大，為了版圖的匹配性更好，將采樣管與鏡像管采用相同的單位柵寬以及相同的柵長，為此將具有相同單位柵寬以及相同柵長的NMOS管進行并聯以增大柵寬作為采樣管，將具有相同單位柵寬以及相同柵長的NMOS管進行串聯以增大柵長作為鏡像管，則鏡像管整體的柵長Lsense為

式中 Lsense1～Lsensen為單個鏡像管的柵長。當MOS 管柵漏之間的電壓增大時，實際的反型層溝道長度會逐漸減小，會對處于飽和區時的鏡像管的漏極電流iD有一定的影響，如式（3）所示

式中 μ0為鏡像管的溝道表面電子遷移率；Cox為單位面積柵氧層電容；VGS為鏡像管的柵源電壓；VTH為鏡像管的閾值電壓；VDS為鏡像管的漏源電壓；λ 為鏡像管的溝道長度調制系數，表示給定的VDS增量所引起的溝道長度的相對變化量，因此對于較長的溝道，溝道長度調制系數較小。在實現與采樣管具有相同柵長從而滿足良好的版圖匹配性的前提下，采用這種串聯鏡像管的方式增大了鏡像管整體的柵長，從而能夠有效地抑制溝道長度調制效應，將大大提高電流鏡的精度，同時也將增大輸出阻抗和電源抑制比。這種連接方式盡管會帶來面積上的損耗，但相對于傳統的外部電阻器采樣方式，依舊能夠節省大量的面積。

通過誤差放大器采用負反饋的接法將采樣管與鏡像管的漏極鉗位到同一電位使2個MOS管的漏極電壓相同，最后誤差放大器的輸出連接到輸出管MN1 的柵極，MN1 的源極接鏡像管MNsense的漏極，采樣電流即從輸出管MN1 的漏極輸出到共源共柵電流鏡中。

基于以上的考慮通過將4 個采樣管MNDRV并聯并將3個鏡像管MNsense串聯使其電流比例為1：K，使得鏡像管鏡像到的理想電流值為

式中 Isense為通過電流鏡鏡像后的電流，IDRV為低側功率管的待采樣電壓，K 為電流鏡的鏡像比例，本文中K 定為1 000。

共源共柵電流鏡由4 個PMOS 管組成，采樣電流由輸出管MN1的漏極連接到MP3 的源極同時連接到MP1 與MP2的柵極，其中MP3、MP4 為cascode 級，MP1、MP2 為電流鏡，將采樣電流鏡像到MP2 的漏極即MP4 的漏極，輸入到采樣電阻Rsense中，最后使用標準模數轉換器將負載電流作為Rsense電阻器兩端的電壓進行測量，默認情況下電流鏡的比例為1：1，若所需采樣的電流值過小，可適當調整電流鏡的比例來降低對采樣電阻的要求。若電機驅動芯片為雙相或三相結構，則當兩相或者三相的低側MOS功率管同時開啟，通過本文中的采樣電路可將兩路或者三路的采樣電流通過共源共柵電流鏡相加輸入到采樣電阻Rsense中。

1.3 誤差放大器和修調模塊

為了將鏡像管MNsense與采樣管MNDRV的漏極電壓以較高的精度鉗位到同一電位，需要誤差放大器具有低失調電壓、高增益、較高的電源抑制比、較大的共模輸入范圍等性能［4，5］。本文中的誤差放大器結構如圖3 所示，采用了折疊共源共柵—共源的兩級放大器結構，采樣管MNDRV的電壓與鏡像管MNsense的漏極電壓分別輸入到誤差放大器第一級的共源共柵放大器中M1與M2管的柵極，M5、M6、M7、M8、M9、M10、R1、R2構成了低壓共源共柵電流鏡，由電流源I2為運放提供偏置電流，增大運放的電源抑制比，同時這種結構所消耗的電壓相比于非低壓的結構減少了一個閾值電壓。I2也為第二級運放的M21 提供了偏置電流作負載。I1為第一級的M3、M4 提供了偏置電流作為共源共柵管M16、M17的電流鏡，且為了保證M3、M4 的直流電流恒不為0，在本文中I1的電流值為I2的1.5 倍。第一級的輸出電壓從M15的漏極流出輸入到M20 的柵級，并從M20 的漏極得到最終的輸出電壓Vout。

圖3 電壓鉗位運算放大器

采用了折疊共源共柵作為第一級保證了運放的增益同時采用了共源級作為第二級進一步增大了運放的增益，整體增益為

由于第一級為折疊共源共柵結構，輸出阻抗Rout1較大，具體為

因此，主極點在第一級的輸出端，次主極點在第二級的輸出端，為了保證運放的穩定性，在第一級的輸出端與第二級的輸出端之間加入補償電容C1，從而將主極點推向了更低頻處，增大了主次極點之間的距離，此時的主極點p1和次主極點p2分別為

但是，由于補償電容C1會使第二級的輸入與輸出短接從而產生一個右半平面的零點將會影響電路穩定性，需要增加調零電阻來消去此零點。在本文中將共源共柵管M17的rds作為調零電阻，采用合適的尺寸從而將零點抵消。

在實際中，由于制造工藝的偏差，標稱相同的器件都存在有限的不匹配，從而會產生直流失調，即當VDRV與Vsense相等時，Vout并不等于零而是會產生一個失調電壓VOS，in

式中 ΔID為由于失調產生的漏極失調電流，因此為了抑制由于該失調電流對于誤差放大器的影響，本文設計了一個修調模塊，具體電路如圖4 所示。該模塊由8 個NMOS管組成，其中MN1 -MN4 的柵極分別由EN1 -EN4控制，MN5 -MN8的柵極由偏置電壓Vbias進行輸入從而產生四路偏置電流，通過4個使能信號控制MN1 -MN4 的導通狀態，從而產生不同的偏置電流。再通過ENsense與ENDRV兩個使能信號控制為哪一支路注入額外的偏置電流，從而實現對失調電壓的補償。

圖4 修調模塊

2 仿真結果與分析

采用海力士0.18 μm 的BCD 工藝進行電流采樣電路設計，并采用Spectre工具進行功能與性能的仿真［6］。電路整體的供電電壓為24 V，誤差放大器的供電電壓為電機驅動芯片中低壓差線性穩壓器（low dropout regulator，LDO）模塊提供的5 V 電壓，當驅動控制信號使驅動管導通，對底邊驅動管的電流進行采樣，采樣電流的大小由電機外部負載大小決定，如圖5 所示為不同待采樣電流下的仿真結果。

圖5 IDRV由200 mA～1 A變化Isense的值

根據電流采樣誤差公式δ ＝ΔI／IDRV×100%?？傻貌蓸与娏髟?.1～1 A范圍內變化時的具體采樣精度值，具體如表1所示。當IDRV為400 mA 時，電流采樣誤差達到了0.81，相比于其他的電路結構具有較大優勢，這是因為本設計中采用了特殊的電流鏡架構以及較高增益的誤差放大器所致。表2為本文與其他電流采樣電路的采樣方式以及采樣誤差的對比。

表1 電流采樣精度

表2 電流采樣精度對比

圖6（a）所示為誤差放大器的環路特性曲線，運放的環路增益為100 dB 左右，相位裕度為59.3°。該運放的目的是為了將采樣管與鏡像管的漏端鉗位，足夠的增益與相位裕度保證了鉗位的精度以及系統的穩定性。圖6（b）所示為誤差放大器的電源抑制比（power supply rejection ratio，PSRR），因為電流采樣電路主要應用在電機驅動芯片中，因此對于速度的要求較低，在低頻下PSRR 最好情況可以得到121 dB左右，在10 kHz下最差的PSRR為73 dB左右，滿足運放對于電源小信號的抑制要求。

圖6 增益與相位裕度及電源抑制比

3 結 論

本文提出了一種應用于H 橋電機驅動芯片的高精度電流采樣電路，通過特殊的電流鏡結構以及高增益高電源抑制比的誤差放大器實現了較高的精度，最好可以達到99.19%，相比于傳統的電機驅動芯片內的電流采樣方法，本文的電流采樣電路可以節省較大的面積，同時適用于雙相以及三相的直流電機驅動芯片，能夠有效地監測芯片的電流大小。