基于無縫切換技術的三相不平衡換相開關研究與設計

趙云龍，車仁飛，張牧燁，陳家輝

（山東大學 電網智能化調度與控制教育部重點實驗室，山東 濟南 250061）

0 引言

配電臺區三相電流不平衡主要是變壓器出口側三相負荷不平衡導致的，對變壓器、輸電線路以及用戶人身財產安全造成不利的影響［1-3］。三相不平衡換相開關的出現，克服了傳統無功補償方法［4-5］只能補償電網側三相不平衡的弊端，可以保證線路整體平衡，有效控制了三相電流不平衡對配電網的不利影響。針對三相不平衡換相開關方面，已有專家學者開展研究。

目前，對于三相不平衡換相開關的研究主要在換相策略的軟件設計方面，即對主控開關的換相策略控制算法的研究。文獻［6］采用預計算控制策略，根據實時監測的負載數據，尋找最優化開關動作方案；文獻［7］著重研究了優化算法的目標函數，使換相開關單元以較少的換相次數降低三相負荷不平衡度和線損；文獻［8］建立了長效三相平衡優化換相模型，并采用模擬結晶算法對其求解，進而求得配電網負荷的最優換相方案。以上研究在換相指令的尋優過程取得了不錯的效果，然而并未涉及分換相開關的相序切換方面。分換相開關的作用是完成相序在A、B、C 相之間的自由切換，由于相序之間存在120°的相位差，目前，該過程存在斷電時間長，換相過程電壓、電流畸變嚴重的問題。文獻［9］采用模糊C 均值聚類算法對負荷進行分類，然后進行換相策略尋優，同時對相序切換方面進行了研究，然而換相執行元件僅采用繼電器這一機械開關，斷電時間長且不可控，而且觸點斷開時容易產生電火花，因而該方式缺陷較大。為了減少機械開關時間不可控的弊端，文獻［10-12］在相序切換方面，換相執行元件采用基于半導體器件的固態開關與基于繼電器的機械開關相結合的形式，通過經典的過零投切技術，實現負載電流過零切除、電壓過零投入，斷電時間可以控制在20 ms 以內，然而斷電時間與負載的特性（容性、感性）有很大的關系，對一些敏感負載，如電子式日光燈、電感式日光燈、老式電飯煲、精密電機以及其他需要實時存儲重要信息的場合（銀行、互聯網數據中心等），會造成不利的影響。為了進一步縮短切換時間，文獻［13-15］對換相開關的過零切換方式進行改進，通過精確的時間延遲，精確控制固態開關導通的時刻，達到縮短斷電時間的目的，時間可控且與負載性質關系不大。不過，負載電壓、電流存在較大的畸變，且對于阻感或阻容負載而言，電壓、電流突變會相互影響，對電網以及用戶產生不利的影響。文獻［16］采取在電壓交點處切換的方式來實現無縫切換，但是該方法只能應用于純阻性負載的切換，對于感性與容性負載無法得到期望的效果，并且該換相過程中電壓、電流畸變也較為嚴重。以上研究僅僅考慮了如何縮短斷電時間，并未考慮到負荷的性質以及電壓、電流的畸變情況。對此，本文研究了一種新的無縫切換結構與換相流程，既減少了整流環節的電流諧波，又減少了電壓跟蹤階段的頻率偏差，并且采用全控器件取消了并網階段，減少了換相時間與電流畸變含量，為三相不平衡換相開關應用于更加敏感的負荷提供了可能。

1 三相不平衡換相開關整體結構

三相不平衡換相開關主要由1 個主控開關和若干個分換相開關兩部分組成，其整體結構圖如附錄A 圖A1 所示。當確定配電網區出現嚴重的三相不平衡時，智能換相開關的主控開關根據各個分換相開關檢測到的電流信息，按照預先設定好的換相尋優算法，確定合理的換相策略，然后給各個分換相開關下達換相指令，最后各個分換相開關根據收到的指令完成相序切換動作，進而合理地改變某些單相負荷的相序，使負荷在給定條件下達到三相平衡。

2 無縫切換研究

2.1 無縫切換整體結構

無縫切換的主電路如圖1 所示。換相時，先經過一個過渡環節，使得將要相互切換的兩相的電壓調整為同幅、同頻與同相，然后電力電子開關動作，達到無縫切換的目標，完成換相過程。本文所提出的無縫切換總體結構主要包括主控以及通信電路、電壓和電流采集以及控制電路、換相執行元件、過渡環節、過渡執行元件等部分。其中過渡環節由整流及Boost 電路、逆變器電路組成，完成電壓信號的整形和跟蹤功能。為了保證換相的快速性，減少整個換相過程的時間，每相的換相執行元件由一對反向串聯的IGBT 與繼電器并聯組成。在換相過程中，參與的器件為每一相的IGBT 對：導通時，由IGBT 與二極管配合完成，圖中路徑①和②分別表示換相執行元件的正向導通和反向導通；關斷時，在IGBT 的關斷觸發信號的基礎上由2 個反向串聯的二極管完成。為了減少換相結束后IGBT 的通態損耗以及散熱問題，只需關斷IGBT 并導通與其并聯的繼電器即可。而過渡執行元件的作用是在換相過程將過渡環節產生的電壓與市電電壓進行隔離，目的是取消并網環節，進而減少電壓、電流諧波以及整個換相過程的時間。

圖1 無縫換相整體結構Fig.1 Overall structure of seamless commutation

這樣，經過以上各個組成部分的相互配合，負載相序可以在A、B、C 相之間進行無縫切換。為了便于說明，本文將“當前相”定義為換相開關接收到主控開關傳來的換相指令之前負載所在的相別；“切換相”是指換相開關根據主控開關傳來的數據判斷出的將要切換的相別；“不動相”是指A、B、C 三相除去“當前相”以及“切換相”所剩的相別。以A相切換到C相為例說明具體無縫換相流程。

1）初始階段：換相開關接收到換相指令，確定A相為“當前相”、C相為“切換相”、B相為“不動相”，并將T1、T4的IGBT 對導通，隨后斷開與它們并聯的繼電器常開觸點KM。

2）當前相跟蹤階段：A 相市電給負載供電，此時閉合K1，逆變器空載跟蹤A相市電電壓的頻率、相位和幅值。

3）切換相跟蹤階段：此時逆變器的輸出電壓的頻率、相位和幅值與A 相市電電壓相同，關斷T1、T4中的IGBT 對并導通T5，此時負載由逆變器供電，之后逆變器帶載跟蹤C相市電電壓的頻率、相位和幅值。

4）換相完成階段：當負載電壓的頻率、相位和幅值與C 相市電電壓相同時，斷開T5，導通T3、T4中的IGBT 對，負載切換到C 相供電，隨后導通T3、T4中的KM，短延時后斷開T3、T4中的IGBT 對，最終換相結束，過渡環節退出運行。

經過以上步驟，可以達到無縫切換的目的，進而減少換相過程對電網與設備的不利影響，提高電能質量，為換相開關應用于更加敏感的負荷提供了可能。下面對過渡環節的幾個主要部分進行說明。

2.2 整流以及Boost環節

整流以及Boost 環節的主要功能有2 個：一是為后面逆變環節提供較高的直流電壓；二是進行功率因數的校正。必須要提高整流電路輸出電壓以補償逆變器的電壓損失，因此需要該環節Boost電路的升壓功能。同時，該環節對于電網而言是一個大的諧波源，會導致輸入側電流波形畸變較為嚴重（尖峰脈沖），輸入電流與輸入電壓的相位差會較大，輸入側的功率因數就會較低。因此，需要Boost電路的功率因數校正功能改善輸入電流的波形，使其相位逐漸靠近輸入電壓的波形，降低輸入電流的諧波含量，提高功率因數并穩定輸出電壓［17］。

2.2.1 整流以及Boost電路整體拓撲結構

實際上，整流以及Boost環節整體結構也可稱為Boost 型功率因數校正電路拓撲結構，如圖2 所示。圖中：ui、ii分別為交流市電輸入電壓、電流；uo1為整流橋輸出電壓；iL為流經升壓電感LAPFC的電流；CAPFC為濾波電容；uodc、iodc分別為負載電壓、電流；uC、iC分別為電容電壓、電流；ioc為Boost電路輸出側總電流；D1為升壓二極管。

圖2 整流以及Boost電路整體結構Fig.2 Overall structure of rectifier and Boost circuit

2.2.2 控制電路的控制策略選取

在電流連續導通（CCM）模式下應用最多的控制方式是直接電流控制，主要在對系統要求較高的大功率場合中應用，因此本文選取直接電流控制作為CCM 模式下電流的控制方式。在直接電流控制基礎上的控制策略又可以分為平均電流控制策略、峰值電流控制策略以及滯環電流控制策略。相比其他2 種控制策略，平均電流控制策略具有電感電流的均值與輸入電壓的非線性誤差都較小、抗干擾能力強的優點，并且應對負載的變化時其開關頻率穩定性更強。因此本文采取平均電流控制策略。

平均電流控制策略的基本原理是對電流的平均值進行控制，采用基于電流環和電壓環的雙閉環控制方式，使得電流的相位逐漸趨向于輸入整流電壓的相位，以提高輸入側的功率因數。平均電流控制策略的原理圖以及電感電流波形圖見附錄A 圖A2。參考電流信號iref等于uo1的采樣值與電壓誤差放大器輸出值upc的乘積；然后將iref與電感電流的檢測信號比較后再送入電流誤差放大器，電流誤差放大器的作用是對電流比較后所產生的具有較高頻率的量進行平均化修剪；最后將經過電流誤差放大器輸出的平均電流誤差與鋸齒波進行比較產生IGBT 的脈寬調制（PWM）驅動信號Ug。當電感電流的檢測信號值增加時，PWM 驅動信號的占空比將下降，電感電流隨之下降，反之電感電流上升。

2.2.3 平均電流控制電壓電流雙閉環設計

1）電流環路設計。

由圖A2可得電流環控制回路框圖見圖3。圖中：Kio為電流誤差放大器的增益；Kii為iL的采樣增益。

圖3 電流環控制回路框圖Fig.3 Block diagram of current loop control circuit

Gic(s)為電流環控制器的傳遞函數，在此采用比例積分（PI）控制器，具體如式（1）所示。

式中：KPi、KIi分別為電流環控制器的比例增益和積分增益；Toi為電流環控制器的積分時間常數。

Gid(s)為Boost電路小信號模型下得到的輸入電感電流相對于占空比的傳遞函數，由于IGBT 的開關頻率fk相比電網頻率大得多，s=j2πfk很大，故可以進一步簡化［18］，具體如式（2）所示。

式中：Uodc為uodc的穩態量；R為負載的等效電阻；D′為IGBT關斷時間與開關周期的比值的穩態量。

2）電壓環路設計。

由圖A2 可得電壓環控制回路框圖如圖4 所示。圖中：uref為參考電壓信號；Kuo為uodc的采樣增益。

圖4 電壓環控制回路框圖Fig.4 Block diagram of voltage loop control circuit

Guc(s)為電壓控制器（即PI 控制器）的傳遞函數，具體如式（3）所示。

式中：Kui為uo1的采樣增益。

2.3 逆變環節

逆變環節的主要功能是進行電壓波形的跟蹤，包括當前相跟蹤階段和切換相跟蹤階段。

2.3.1 單相逆變器主電路拓撲結構

本文選取單相全橋式逆變器作為主電路的拓撲結構，如附錄A 圖A3 所示。根據前文所述，逆變系統在進行當前相跟蹤階段時處于空載狀態，為了使輸出濾波器更好地對系統受到的干擾信號（諧振頻率附近）進行有效抑制，減少系統輸出誤差，提高當前相的跟蹤效果，對LC 濾波器進行改進，在電容側串聯一個小電阻（Rn=0.1 Ω）構成LC 阻尼濾波器［19］，改進后的空載時濾波電路的傳遞函數Glpf(s)為：

式中：Linv、Cinv分別為交流側濾波電感、電容。

阻尼電阻的作用是將一個零點加入空載時的濾波電路傳遞函數，使得系統的性能得到了很大的提升：根軌跡左移、系統的穩定性提升以及調節時間減少。

2.3.2 控制策略選取

為了提高系統的快速性與跟蹤精度，再根據前文所述的換相過程中逆變器的電壓給定量是A、B、C三相市電電壓，本文采用輸出電壓瞬時值控制策略。傳統的逆變器采用PI 或比例積分微分（PID）控制器對電壓或電流給定量進行跟蹤，但是以上2 種控制策略在對交流信號的跟蹤過程始終存在靜差，且很難對較高頻率的信號進行跟蹤，而采用比例諧振（PR）控制器則可以最大限度地消除給定量與被控量之間的靜差，實現理想的跟蹤效果。然而，理想的PR 控制器只對單一的頻率起作用，在實際的逆變器應用中，由于測量采樣的不確定性，參考量的頻率不會只固定在基波頻率上，而是會有±1 Hz 的波動，并且無論是模擬設備或者是數字設備都無法實現此理想條件下的無限增益［20］，因此在運用時會對理想的PR 控制器做一些變形，得到以下準PR 控制器的傳遞函數GPR(s)為：

式中：Kp為比例系數；Kr為諧振系數；ω0為基波角頻率；ωc為截止頻率。

2.3.3 逆變器電壓環設計

為了便于分析單相全橋逆變器的特性，現對圖A3 所示的電路拓撲結構進行簡化處理，得到的簡化電路模型如圖5 所示。圖中：uinv為交流側脈動電壓；iLinv為流經濾波電感的電流；iCinv為流經濾波電容和阻尼電阻的電流；uoinv、ioinv分別為負載兩端的電壓與流經負載的電流；uCinv為濾波電容兩端的電壓；Z為負載等效阻抗。選取uinv、uoinv為狀態變量，可得單相全橋逆變器控制系統的傳遞函數Ginv(s)為：

圖5 單相全橋逆變器簡化等效模型Fig.5 Simplified equivalent model of single-phase full bridge inverter

再結合前文所得準PR 控制器傳遞函數可得逆變器電壓環整體框圖如圖6 所示。圖中：uiref為市電電壓給定量。

圖6 逆變器電壓環整體框圖Fig.6 Overall block diagram of inverter’svoltage loop

3 仿真分析與實驗驗證

3.1 仿真分析

在Simulink 環境中搭建整體無縫切換環節電路仿真模型，主要包括整流以及Boost 電路模塊、換相控制單元、換相執行元件模塊、跟蹤以及PWM 產生單元、單相橋式逆變器、負載等。具體仿真參數見附錄A表A1。

3.1.1 逆變跟蹤環節仿真分析

負載設置為2 Ω+2 000 μF 的阻容性負載（與純阻性和阻感性負載相比較，阻容性負載電流受電壓影響較大，因此更具有說服力），［0，0.1）s內，逆變器輸出電壓給定量1 為u1(t)=311sin(ωt)，［0.1，0.2］s內給定量2 為u2(t)=311sin(ωt-2π/3)，0.1 s 時刻給定量變化時逆變器輸出電壓波形如圖7（a）所示。從圖中可以看出，逆變器經過4 ms 左右的響應時間后可有效跟蹤給定量2，但是這樣直接切換給定量會造成電壓、電流出現較大程度的畸變，此時逆變器輸出電壓、電流（即負載電壓uoinv、電流ioinv）的總畸變率（THD）分別為109.79%、111.88%，在實際換相過程中會對負載產生不利影響，所以需要對此跟蹤過程進行改進。

由于實際換相過程的給定量1（當前相）與給定量2（切換相）相位相差固定的2π/3 rad，因此可以在逆變器輸出電壓跟蹤給定量u2(t)之前，先跟蹤給定量u′2(i)，具體如式（8）所示。

采樣周期設置為Tcinv=1μs，則一共需要大約Tg=nTcinv=1.047 s 的 時 間 跟 蹤u′2(i)，由 于Tg時 間 后逆變器輸出電壓與u2(t)幾乎一致，再跟蹤u2(t)可以極大地消除前文所述直接跟蹤u2(t)時出現的電壓畸變現象。改進跟蹤過程的逆變器輸出電壓、電流（即負載電壓uoinv、電流ioinv）波形如附錄A 圖A4 所示，且圖7（b）為u1(t)到u′2(i)切換點波形，圖7（c）為u′2(i)到u2(t)切換點波形。從圖中可以看出，在0.1 s時開始對給定量的跟蹤，1.2 s之前跟蹤結束（先跟蹤u′2(i)再跟蹤u2(t)），整個跟蹤過程電壓波形平滑，逆變器輸出電壓、電流畸變率僅分別為2.48%和2.46%，且2 個切換點處電壓、電流的畸變率分別為0.65%（電壓）、0.56%（電流）和0.73%（電壓）、0.74%（電流），明顯優于直接切換過程。其中在跟蹤u′2(i)時會必然導致一定的頻率偏差Δf，可由式（11）近似計算得到。

圖7 跟蹤過程切換點波形圖Fig.7 Waveforms at switching point during tracking process

3.1.2 整體無縫切換環節仿真分析

以最常見的阻感負載（2 Ω+4 mH）為例，附錄A圖A5 為從A 相到C 相整個換相過程負載電壓、電流以及切換控制脈沖波形，圖8（a）為阻感負載情況下市電到逆變器切換點（上圖）和逆變器到市電切換點（下圖）周圍1 個周期的電壓波形快速傅里葉變換（FFT）分析圖；附錄A 圖A6 為阻感負載情況下整流電路輸入電壓、電流和功率因數波形；圖8（b）、（c）分別為阻感負載情況下輸入電流波形及其FFT分析圖。0.1 s 是市電供電到逆變器供電的切換點，1.153 s是逆變器到市電供電的切換點。［0，0.1）s包括初始階段和當前相跟蹤階段：初始階段是指換相開關接收到換相指令，確定“當前相”為A 相、“切換相”為C 相、“不動相”為B 相；當前相跟蹤階段是指逆變器空載跟蹤A 相市電電壓uSA的頻率、相位和幅值。［0.1，1.153）s 是切換相跟蹤階段，此時負載由逆變器供電，逆變器帶載跟蹤C 相市電電壓uSC的頻率、相位和幅值；1.153 s 之后是換相完成階段，當負載電壓的頻率、相位和幅值與C 相市電電壓相同時，負載切換到C 相市電供電并最終換相結束，過渡環節退出運行。從圖A5中可以看出，整個切換過程負載電壓、電流波形平滑，只是在市電到逆變器切換點處由于阻感負載電壓與電流之間相位差的存在，電壓過零點時刻電流并非為0，所以在切換點處逆變器輸出電壓會有0.2 ms 時長的小幅畸變。而從圖8（a）中可知，阻感負載情況下市電到逆變器切換點處的電壓畸變率為0.80%，該小幅畸變對負載的影響可以完全忽略；逆變器到市電的切換點處負載電壓畸變率為0.30%，該小幅畸變也不會對負載產生不利的影響。從圖A6中可知，整流側輸入功率因數在0.99 以上；從圖8（c）可以看出，輸入電流畸變率在5%以下，滿足電能質量要求?？偠灾?，從整體換相過程來看，本文所設計的無縫切換環節具有較高的跟蹤精度以及換相可靠性，完全適用于三相不平衡換相開關對負載側三相不平衡的治理。

圖8 阻感負載換相過程FFT分析Fig.8 FFT analysis of commutation process of resistive-inductive load

3.2 實驗驗證

對本文研究的無縫切換方案搭建實驗平臺進行驗證，采用STM32F103ZET6 作為主控制器，主要負責信息采集、運算、控制等功能。

實驗平臺結構圖與實驗平臺實物圖分別見附錄A 圖A7、A8，主要包括主控處理器、A／D 采樣模塊、IGBT 驅動電路、無線通信電路、霍爾傳感器以及過渡環節各部分元件。

同樣以A 相切換到C 相為例，完成相序無縫切換的控制程序流程見附錄A圖A9。

設置實際負載為200 Ω+4 mH，接示波器測量得到無縫切換實驗波形如附錄A 圖A10 和圖9 所示。其中：圖A10 表示阻感負載情況下整個換相過程負載電壓、電流波形圖；圖9 表示阻感負載情況下市電到逆變器切換點和逆變器到市電切換點處負載電壓與電流以及當前相與切換相電壓波形。從圖中可以看出，實際切換波形與仿真波形基本一致，只是實際電容充電時間較長，使得整體換相過程所需時間要長一些。

4 結論

針對當前三相不平衡換相開關相序切換過程中存在的斷電時間長、電壓和電流畸變嚴重的問題，本文在分換相開關方面提出了一種無縫切換方案：在輸入側，采用功率因數校正電路減少了輸入電流的畸變量，提高了整套裝置的功率因數；在輸出側，采用新的電壓跟蹤策略，使得跟蹤過程的頻率偏差小于0.5 Hz，采用IGBT 全控器件取消并網環節，減少了換相時間，真正實現了不間斷供電并進一步減少了電壓、電流的畸變量。通過仿真與搭建實驗平臺驗證了上述方案的可行性。本文所提無縫換相與常規換相相比，增加了電力電子環節，使得成本有所提高，適用于前文所述的敏感負荷或對供電電壓要求更高的場合。

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